HyperLynx（十六）PCI-E的设计与仿真

1.PCI-E简介和设计工具介绍
2.分析传输线路上的损耗
3.分析发射机的性能
4.串扰分析

1.PCI-E简介和设计工具介绍

（1）PCI-E的全名叫PCI Express，简称PCI-E，官方简称PCIe，他是计算机内部的一种高速总线。
PCI-E既是通道，也是接口，当他以接口形式存在的时候，就是我们主板上那长长的槽。

目前的声卡和网卡都是主板集成了，不需要我们额外再插，所以PCI-E接口目前最大的作用就是插显卡，除了显卡还有无线网卡，万兆有线网卡这些高带宽设备，除了这些PCI-E接口也可以转接成很多接口，比如USB3.0，Type-c，雷电3，又或者U.2，M.2。

PCIe属于高速串行点对点双通道高带宽传输，所连接的设备分配独享通道带宽，不共享总线带宽，主要支持主动电源管理，错误报告，端对端的可靠性传输，热插拔以及服务质量(QOS)等功能。

PCI Express也有多种规格，从PCI Express x1到PCI Express x32，能满足将来一定时间内出现的低速设备和高速设备的需求。PCI-Express的接口是PCIe 3.0接口，其比特率为8Gbps，约为上一代产品带宽的两倍，并且包含发射器和接收器均衡、PLL改善以及时钟数据恢复等一系列重要的新功能，用以改善数据传输和数据保护性能。

（2）PCI-E设计工具介绍
PCI Express设计工具包括用于设计和仿真的几个不同的模拟拓扑结构，具体包括一个发射机连接一段短的传输线，测试当信号通过这段传输线时的损耗;改变传输线的长度，测试信号通过不同长度传输线时的损耗;通过3组与发射机相连的拓扑结构进行串扰分析，以分析PCI Express的一些基本特性。

2.分析传输线路上的损耗
我们设计了几种只包含传输线路的拓扑结构，如图所示，利用这几种模型进行传输线路的损耗特性分析。

首先选中损耗使能，单击损耗使能图标，然后单击编辑叠层图标。在叠层编辑器中，单击“自定义视图”选项卡，放大叠层编辑器窗口，使它扩大到整个屏幕，滚动滚动条一直到最右侧。单击损耗曲线列上方(第二行)的“视图”按钮，然后再单击“衰减”按钮，并确保电阻和电介质处于选中状态。在1GHz左右的地区进行放大(见图)，并使用光标绘制一个框，放大光标悬停点，观测它们的数值。我们注意到，在1.25GHz处的损耗大约为9.8dB/m，由于PCI Express的数据传输速率为2.5Gbps，在这里，1.25GHz是我们关注的主要频率。还注意到，直到3.536GHz，介电损耗还没有占据主导位置，如图所示。这是一个强有力的迹象，表明我们的叠层设计没有得到优化。

在第12层传输线的宽度为12mil，和第2层具有相同的阻抗特性，但第2层传输线的宽度只有3mil，这是因为底层和它的参考面之间有更大的介电高度。这两个传输线具有相同的阻抗，但是如所看到的，它们具有不同的损耗特性。单击按钮查看第12行的损耗曲线，放大1GHz左右的地区，得到的损耗要比第2层低得多。在1.25GHz的地方大约是5.7dB/m，还注意到介电损耗在423MHz的时候开始成为主要的损耗。随着介电损耗在大多数频率范围内占据主要位置，很显然，我们已经得到一个很好的叠层，这个叠层能够实现电介质材料的损耗最佳，如图所示：

将第11行的损耗因素改为0.01，再单击位干损耗曲线列底部的“视图”按钮，查看第12行的损耗曲线，放大1GHz左右的地区，如图所示，现在1.25GHz的损耗已经下降到只有约4.1dB/m。这说明改变电介质材料是另一种降低损耗的方式。

在主窗口中双击传输线路TL1，单击损耗图标，放大1GHz左右的地区，这是另一种查看损耗的方法，它可以计算实际线路的损耗。在1.25GHz的PCIExpress的损耗是13.5dB/m，显然这条线将无法正常工作，如图所示：

单击编辑耦合区选项卡我们发现，TL1的宽度为3mil，长度为60in，过窄的宽度和较长的长度是过度损耗的主要原因。将传输线的长度改为30in，设置如图所示。单击损耗图标，我们发现在1.25GHz周围的损耗下降为8.1dB/m(见图)。

因此我们得出结论，在相同的传输线宽度下，减小传输线路的长度能有效减小损耗。

双击主窗口中的传输线TL3，单击损耗图标，对1GHz左右的地区进行放大。请注意。此时在1.25GHz处的损耗是4.5dB/m(见图)。单击编辑耦合区选项卡，我们发现TL3在叠层的底层，传输线宽度是12mil，如图所示，这就是它的损耗更小的原因。正如你所看到的，损耗观察器是一个有用的工具，它可以做一些一般叠层和布局规划，在设计周期的早期，它可以用来查看不同长度的传输线对叠层的影响。

3.分析发射机的性能
打开原理图文件2_PCIe_Simulation_TXval.ffs，如图所示：

打开示波器，运行交互式仿真示波器。在示波器中选择眼图模式仿真，然后单击“Con- figure”按钮，下载一个8位的PRBS序列位，间隔设置为0.4ns，序列重复设置为1，跳过前2位，显示1个眼图，添加0抖动，如图所示。然后选择眼罩选项卡，设置如图所示，添加PCIE_TX_transition眼罩。

在示波器中，确保眼图模式被选中，选择IC modeling为Typical，垂直位置设置为0mV.刻度为200mV/div，设置水平延迟为0.1ns，刻度为到50ps/div，单击开始仿真按钮查看结果。对眼图波罩进行必要的调整，将它放在眼图的中心，由此产生的波形如图所示：

选择IC modeling为Slow-Weak，重新仿真，对眼图波罩进行必要的调整，仿真产生的波形如图所示。请注意，在Slow-Weak的情况下，我们得到的眼图仍然是一个可以接受的眼图。

选择IC modeling为Fast-Strong，重新仿真，对眼图波罩进行必要的调整，我们注意到，在Fast-Strong的情况下得到的眼图也是可以接受的，如图所示。

通过上面3个仿真图形发现，IC modeling的3种模式都符合发射机的要求。打开LineSim Schematic 3 PCle_Simulation_varTW.ffs原理图如图所示。

打开示波器，运行交互式仿真示波器。在示波器中选择眼图模式仿真，然后单击“Configure”按钮，下载一个8位的PRBS序列位。间隔设置为0.4ns，序列重复设置为1.跳过前20位，显示1个眼图，添加0抖动，如图所示。然后选择眼置选项卡，设置如图所示，添加PCIE RX眼罩。

在示波器中确保眼膜被选中，设置垂直位置为0mV，刻度为100mV/div，设置水平延迟到50ps/div，刻度为0.35ns，选择ICmodeling为Typical，选中差分探头R1.1，单击开始仿直按钮查看结果。对眼图波罩的位置进行必要的调整，确保零伏垂直居中，可以发现眼图质量非常差，这是因为3mil的传输线的损耗过大，如图所示：

选择差分探头R3.1，更改水平延迟为0.2ns，对眼图波罩做必要的调整。可以发现眼图的质量大大提高，这是因为12mil的传输线的损耗小，可以看出损耗远远低于3mil的传输线，结果是一个更好的眼图，如图所示：

双击传输线路上的TL1，单击编辑耦合区选项卡，将长度改变为10in，单击确定按钮。打开示波器，选中差分探头R1.1，更改水平延迟为0.2ns，对眼图波罩做必要的调整。如图所示，这也是一个可接受的眼图。它使用的有损叠层和以前一样，但因为线路只有10in长，因此不会有过多的损耗。这说明，我们可以通过缩短传输线路的长度来设计传输线宽度更窄的模型。

4.串扰分析
下面对串扰进行分析，打开LineSim Schematic，4_PCIe_Simulation_MSxtlk.ffs如图所示。

打开示波器，运行交互式仿直示波器，选择标准模式下运行。设置驱动波形为边缘触发，并且选择上升沿触发，选择IC modeling为Fast-Strong，垂直位置设置为0mV，刻度为2mV/div，设置水平延迟到50ps/div，刻度为Ons。单击开始仿真按钮查看结果，如图所示。

仿真完成后，将游标放在每个波形的峰值，在一个波形窗口中可放置两个游标，只需单击要放置光标的位置即可。请注意，黄色的波形是反向串扰，约为8.9mV.红色的波形是前向串扰，约为5mV，如图所示：

双击TL3，单击编辑耦合区选项卡，改变长度为5in，单击“确定”按钮，如图所示。

再次打开示波器，设置垂直位置为0mV，刻度为10mV/div，设置水平延迟为0.0ns.刻度为200ps/div，单击开始仿真按钮查看结果，如图所示。仿真完成后，将游标放在每个波形的峰值。现在请注意，**前向串扰增加为46mV，而反向串扰停留在相同的水平，约为9mV，如图所示。这是由于前向和反向串扰的本身性质所致，一但线的长度超过了边缘速率的电长度，反向串扰将达到饱和，前向串扰将随着线长度的增加而增加。**为了进一步说明这一点，让我们再次修改拓扑结构。

双击TL3，单击编辑耦合区选项卡，将长度更改为30in，单击“确定”按钮。再次打开示波器，设置垂直位置为0mV，刻度为20mV/div，设置水平延迟为0.0ns，刻度为1ns/div单击开始仿真按钮查看结果，如图所示。仿真完成后，将游标放在每个波形的峰值。反向串扰一直保持在8.8mV，而前向串扰已上升到136mV，如图所示。看到用于 PCLExpress的最低信号要求是175mVpp(+/-87.5mV)，这显然有太多的串扰。由此可以知道，增加传输线长度串扰也随之增加。

打开5 PCle Simulation SLxtlk.ffs电路图，模拟拓扑结构如图所示，对串扰进行分析。打开示波器，运行交互式仿真示波器，选择标准模式下运行，设置驱动器波形边缘和选择上升沿。设置IC建模Fast-Strong，垂直位置设置为0mV，刻度为2mV/div，设置水平延迟为0:0ns，刻度为50ps/div，单击开始仿真按钮查看结果，如图所示。仿真完成后，将游标放在每个波形的峰值。可见反向串扰为12mV，而前向串扰是几乎不存在1.06mV。如图所示：

双击TL3，单击编辑耦合区选项卡，改变长度为5in，如图所示，单击“确定’按钮。再次打开示波器，垂直位置设置为0mV，刻度为2mV/div，设置水平延迟为0.0ns刻度为200ps/div，单击开始仿真按钮查看结果，如图所示。仿真完成后，将游标放在每个波形的峰值，可以看到，反向串扰一直保持在 12.3mV，而前向串扰增加至9.04mV，如图所示：

双击 TL3，单击编辑耦合区选项卡，将长度更改为30in，设置如图所示，单击“确定”按钮。再次打开示波器，垂直位置设置为0mV，刻度为5mV/div，设置水平延迟为
0.0ns，刻度为2ns/div。单击开始仿真按钮查看结果，如图所示。仿真完成后，将游标放在每个波形的峰值，现在前向串扰已经超出了12.1mV的反向串扰，大约为21mV，如图所示。可见增加传输线长度反向串扰会饱和，而前向串扰将增加。

**问题
（1）示波器仿真中的IC modeling 的三种模式分别是什么？有什么区别？

Fast-Strong、Slow-Weak、Type三种模式表示的是三种工作条件下使用不同的电压值，电压分别使用IBIS模型内部的max、min、type值。如果不勾选默认使用的type值。

（2）传输线长度对前向串扰和反向串扰分别有什么影响？

NEXT：近端串扰 FEXT：远端串扰
两根传输线，信号从其中一根传输线的一端输入，远端放端接消除末端反射。如果不放端接，那就会有反射，至于反射的能量消耗，前文有讲过。
噪声电压在静态线的两端进行测量。为了区分两个末端，把距离源端最近的一端称为“近端”，也成为信号传输方向的“后方”，而把距离源端最远的一端称为“远端”，远端信号传输方向的“前方”。
一对传输线，耦合区域的总时长为TD，当信号的上升边RT 是2xTD时，或者说耦合长度是上升边空间延伸的一半，那这个长度为饱和长度。

Lensat 表示近端串扰的饱和长度（单位为in），RT表示信号上升边（单位为ns），V表示信号在动态线上的传播速度（单位为in/ns）。
噪声电当耦合长度小于饱和长度，则电压峰值将小于NEXT。
远端噪声以脉冲形式出现，信号进入算起，一直要经过TD 时延之后才会出现噪声。噪声在静态线上的传播速度与信号的速度相等。
FEXT远端噪声幅值除了跟远端噪声峰值电压与信号电压比值有关，还与另两个外在参数（耦合长度和上升边）呈比例变化*。*

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