作者： 周强

邮箱：zhouq@gospower.com

深圳市高斯宝电气技术有限公司新能源事业部

引言：

我常在朋友圈回放本系列之二《三个男人。两个安徽人、一个浙江人，承载“汽车强国”之梦？！︱“新能源汽车与电力电子技术”系列之二》。遇到有些朋友回复说，这篇文章写得很有深度，我便将之引为知己。很少有人体会到这篇文章是有深度的。在这篇文章中，我借用任和马，深情隐晦表达了我的很多观点，特别是人才观点。

作为一个自我标榜的“慢跑型”选手，我并不急于狂飙突进，我关心的是一个个“人”的“起来”，一个完整的高品质的团队整体“起来”。因此，我会非常认真地对待“每一位”实习生、毕业生，他们来深圳的第一天我就和他们一起聚餐吃饭，然后就和他们开始一场以“成长”为使命的长征。

我在苦心孤诣地寻找和培育“十八罗汉”。本文作者周强君便是我们的“十八罗汉”之一。他从华中科技大学研究生毕业后从事电源软件开发工作，现在主持一个超高难度产品的完整开发过程，从仿真到原理图设计到硬件布局，到调试实现，到产品化。我希望他在这个产品上化身为一个纯粹的硬件工程师。周强君在打通软硬件任督二脉的路上，付出了艰辛的努力，但乐此不疲。他的系列文章的输出是我诱导的，更是他积极主动应对的。我不太好意思经常重复一个名言：人和人的差别和人比狗的差别还要大。周强君的积极上进和学习能力，对自己高标准的严格要求和完美人格，常让我想起这句话。

我喜欢用“定位“这个词。”新能源汽车与电子电子技术“系列计划写100篇，但我压根就没想这100篇是哪些题目，只是“定位”了她既面向车企的电力电子类工程师们，也面向纯粹的电力电子工程师们，当然，所有新能源汽车行业的从业者也能从其中挑出几篇他所感兴趣的，譬如类似《三个男人》这篇。100篇，本身也是一种“长征“，特别是对于我这种每天工作16小时以上，每天无数电话，每天100封以上邮件的行动者而言。

我的引言是异类的，似乎只是为了勾起你阅读的兴致，但更是随性的不拘一格的表达。希望这个引言不影响大家阅读周强君这篇“熬制“出来的文章的严谨专业的态度。

我想说，周强君的这篇文章非常值得纯粹的电力电子工程师收藏。文中有些地方虽然悟了很久，但可能仍没有抵达真理。我谨代表周强君，欢迎大家提出斧正。

——   汪进进

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在开关电源最常见的开关器件MOSFET的应用中，不可避免的会遇到硬开关带来的栅源电压Vgs震荡，漏源电压Vds震荡，硬开关损耗，EMI等问题。这些问题与MOS管器件寄生参数、驱动电路、PCB走线、硬开关电压电流大小等因素相关。本文结合笔者的理解从以下几个方面进行总结：

1)MOS管物理特性

2)MOS管的米勒平台--硬开通关断分析

3)MOS管的等效模型与Vgs、Vds震荡分析

4)MOS管的软开关实现

5)PCB走线影响

01MOS管物理特性

金属(metal)、氧化物(oxide)、半导体(semiconductor)场效应晶体管(field effect transistor)简称MOSFET或者MOS管。以最常见的增强型N沟道增强型MOS管为例，以P型硅材料作为衬底，两个高掺杂的N区分别为源极(Source)和漏极(Drain)，绝缘层上安置栅极(Gate)。其基本工作原理简图如下：

图1  N沟道MOS管基本工作原理示意图

a) Vgs=0，没有导电沟道。

b) Vgs>Vth(开启电压)，形成DS之间的N型感生沟道。

c) Vgs>Vth，外加Vds较小，Vds漏极电流Id随Vds上升而迅速增大，呈现电阻特性的线性区。其特性如图2b。

d) 当Vds增大到Vds>Vgs-Vth，到达饱和区，漏极电流Id达到最大保持不变。临界点为Vds=Vgs-Vth也是Vth=Vgs-Vds=Vds。

e) 当Vds电压固定，增大Vgs过程中，呈现的特性为转移特性。当Vgs

图2  a)N沟道MOS管转移特性图    b)N沟道MOS管输出特性图

02MOS管的米勒平台--硬开通关断分析

MOS管寄生参数简化模型如图3所示，其中Ld、Lg、Ls分别为漏栅源极寄生电感和走线电感，Cgd、Cgs、Cds为极间寄生电容，Rgs驱动输入电阻。分别对漏源极和栅源极的阻抗网络简化得到图3。

图3  MOS管寄生参数简化模型

MOS管的应用一般都是硬开通，即在驱动电压为高电平前，Vds已经有较大的初始值，因此其开通过程为图2a。其开通波形如图4所示。

图4  MOS管开通波形

图5  MOS管驱动开通结电容充放电回路

1)在t0-t1阶段，Vgs上升到开启电压Vth.驱动电流给Cgs充电，给Cgd放电。

2)在t1-t2阶段，开始有漏源电流导通，Ids迅速增大，Vds几乎不变。驱动电流给Cgs充电，给Cgd放电。Cgd通过MOS管内阻形成回路。

3)在t2-t3阶段，Ids已经达到最大，保持基本不变，达到饱和区，Vds迅速下降，Cgs充电，给Cgd放电。Cgd通过MOS管内阻形成回路。且电容Vds通过内阻形成回路放电。在某一时刻，电容Cds通过内阻形成回路放电速率与Cgd通过MOS管内阻和驱动电阻形成回路放电速率相等，电压同等速率变化时，Vgs保持不变，形成米勒平台。当内阻持续变小过程中，结电容Cgd和Cds放电速率如果不能保持一致，Vgs发生变化。可能形成在米勒平台区间的Vgs震荡。如图5所示。

4)在t3-t4阶段，MOS管已经完全导通，导通内阻保持最小固定值，Vds保持不变。驱动电流继续给Cgs充电，给Cgd通过内阻反向充电。直到Cgs充满电。

5)当驱动关断时，整个过程完全反向。

米勒平台时间越长，导致MOS管的Vds下降速度越慢，因此导致开通损耗大，并且平台区容易产生Vgs震荡。结电容Cgd大小和Vds初始化电压对米勒平台时间长短影响大。Vds初始化电压由应用场景决定，无法改变。因此可以选择结电容Cgd小的开关管，或者通过增加驱动电流来缩短结电容Cgd的放电时间。也就是要改小，驱动电阻Rgs。但是按照经验改小驱动电阻Rgs有可能引起Vgs 震荡，为什么？

MOS管开通，常常会有Vds震荡尖峰(体现在上下对管的Vds上)。在米勒平台区间的Vgs震荡只要不至于震荡到低于开启电压Vth，都不会改变Vds下降的方向，因此不会导致Vds震荡。而Vds的震荡，常常由寄生电容Cds、寄生电感Ld、Ls和拓扑回路电感电容谐振在阶跃电压VDS输入产生。Vds震荡严重的情况下，会导致超过MOS管最大DS耐压值，导致MOS管损坏。

因此希望通过分析，得到Vgs和Vds震荡的影响因素，以及如何抑制。

03MOS管的等效模型与Vgs、Vds震荡分析

参考论文《Analysis of dv/dt Induced Spurious Turn-on of MOSFET》，其分析计算结果有Vgs的峰值电压满足关系：

其中K为Vds改变速率。可以得到结论：

1)寄生电感Lg、Ld、Ls与Vgs尖峰成正相关性，驱动速度K、寄生电容Cgd、Cds与Vgs尖峰成正相关性。

2)驱动电阻Rgs、寄生电容Cgs与Vgs尖峰成负相关性。

因此为了减少Vgs尖峰，可以减少寄生电感Lg、Ld、Ls(控制布线电感)，加大驱动电阻Rgs，加大寄生电容Cgs(外并小电容)，选择寄生电容Cgd、Cds小的开关管。

下面尝试单独分析Vgs和Vds的寄生参数在阶跃响应下的影响。

1. 对于Vgs的分析

图6MOS管GS等效阻抗模型

对于栅漏极的阻抗简化分析，其中驱动电压对地的阻抗为：

其中栅极对地的阻抗为：

那么阻抗传递函数为：

其中：

在这里STW70N60DM2这款MOS管为例，手册中参数满足，Ciss=Cgs+Cgd，Coss=Cds+Cgd，Crss=Cgd。分别得到近似寄生参数C2=Cgs=5nf，Cds=240pf，Cgd=3pf，选择参数Rgs=10ohm，Ls=Ld=10nH，Lg=100nH，那么MOS管在单位驱动阶跃电压的激励下，Vgs电压响应为如图7所示。可以看出Vgs电压没有震荡，上升时间约为200ns。

图7 MOS管GS电压单位阶跃响应

然后分别测试在不同驱动电阻Rgs的驱动响应，可以得到如图8所示。由下图可以看出当Rgs=5ohm时，驱动电压已经开始震荡，到Rgs=2ohm时，驱动电压震荡剧烈。

图8 MOS管GS电压在不同驱动电阻Rgs下的单位阶跃响应

同样可以得到不同的Cgs和不同的Lgs下的驱动响应如下图9和图10：

图9 MOS管GS电压在不同栅源电容Cgs下的单位阶跃响应

图10 MOS管GS电压在不同驱动寄生电感Lgs下的单位阶跃响应

可以得到与开始结论一致的结果，驱动回路中的寄生电感Lgs与驱动震荡尖峰成正相关性，驱动电阻和栅源寄生电容和驱动震荡尖峰成负相关性。

2.  对于Vds的分析

图11  MOS管DS等效阻抗模型

考虑DS回路电阻，选择下管的导通电阻为Rdson=0.04ohm,对于漏源极的阻抗简化分析，其中回路中漏极到地阻抗为：

其中MOS管源极对地的阻抗为：

考虑单位阶跃Vds信号对对应同桥臂上下管Vds的影响。其传递阻抗网络比为：

仍然以该款MOS管为例，在单位阶跃电压VDS的激励下，对管Vds电压响应为如图12所示。

图12 不同寄生电感下MOS管DS电压在对管开通的VDS单位阶跃响应

由上图可知，减少MOS管的漏源回路寄生电感，可以有效减少Vds的震荡时间。考虑对MOS管的漏源极并接小电容的影响

图13 漏源极并联小电容MOS管DS电压在对管开通的VDS单位阶跃响应

由上图可知，在MOS管的漏源并联22nf电容后，可以有效减少Vds的震荡频率。考虑对MOS管的漏源极并接RC吸收的影响。选择吸收电阻Re=10ohm，吸收电容Ce=0.1nf。其传递阻抗网络比通过换算可以得到：

图14 漏源极并RC吸收对MOS管DS电压单位阶跃响应影响

图14 不同参数RC吸收对MOS管DS电压单位阶跃响应影响

由上图可知，选择合适的RC吸收可以很好的抑制源漏极震荡，但是实际电路中加入RC吸收本身会有消耗损耗，并且需要考虑到R的功率，和C的耐压。在调试中需要折中处理。

04MOS管的软开关实现

前面分析了寄生参数在MOS管硬开关情况下带来的Vgs和Vds震荡问题，以及进行抑制的方法。MOS管的软开关指的是零电压开通ZVS(MOS管开通过程中Vds电压一直为0)和零电流关断ZCS(MOS管关断过程中Ids电流一直为0)。那么如果能软开关，就可以从根源上解决Vds震荡问题，相当于去掉了单位阶跃激励源。对于Vgs而言，整个驱动单位输入过程中，Vds电压保持为0，驱动电流同时对结电容Cgs和Cgd充电，其模型为下图：

图15  MOS管ZVS简化模型

那么相对于硬开关，等效电容C2=Cgs+Cgd。相当于结电容Cgs变大，可以减小Vgs震荡，并且原公式中Vds变化速率K值变为0，Vgs无震荡尖峰。

MOS管的ZVS的实现如果是主开关管，一般通过回路电感的续流，让MOS管在开通前结电容电压被泄放为0。对于同步整流的MOS管而言，只需要保证MOS管的开通在体二极管已经开始续流后导通，即可实现ZVS。MOS管的ZCS实现需要回路电流在关断前降为0，这个需要设计拓扑回路的工作模式。

05PCB走线影响

通过前面的分析，为了减小Vgs和Vds，都需要减小MOS管的寄生电感Lg，Ls，Ld。这部分寄生电感即包括器件本身的寄生电感，还包括电路PCB走线和MOS管脚的寄生电感，因此需要尽量缩短走线回路，减少PCB走线带来的电感，已及其他电路对走线回路的耦合干扰。

图16  MOS管驱动走线回路

如上图所示保证驱动回路与MOS管脚足够近，所形成的驱动回路足够小，并且在驱动芯片的供电电源上并小电容，与同属一个供电网络的其他辅助电源负载解耦，以减少同属一个供电网络中的不同回路之间相互高频干扰。同属一个网络的不同功率回路，尽量保证单点接地，不至于形成其他回路。

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