MOS管高频电源应用概述：等效模型/米勒振荡/应对策略/选型要点

等效模型

MOS管相比于三极管，开关速度快，导通电压低，电压驱动简单，所以越来越受工程师的喜欢，然而，若不当设计，哪怕是小功率MOS管，也会导致芯片烧坏，原本想着更简单的，最后变得更加复杂。这几年来一直做高频电源设计，也涉及嵌入式开发，对大小功率MOS管，都有一定的理解，所以把心中理解的经验总结一番，形成理论模型。
MOS管等效电路及应用电路如下图所示：

把MOS管的微观模型叠加起来，就如下图所示：

我们知道，MOS管的输入与输出是相位相反，恰好180度，也就是等效于一个反相器，也可以理解为一个反相工作的运放，如下图：

有了以上模型，就好办了，尤其从运放这张图中，可以一眼看出**，这就是一个反相积分电路**，当输入电阻较大时，开关速度比较缓慢，Cgd这颗积分电容影响不明显，但是当开关速度比较高，而且VDD供电电压比较高，比如310V下，通过Cgd的电流比较大，强的积分很容易引起振荡，这个振荡叫米勒振荡。所以Cgd也叫米勒电容，而在MOS管开关导通或者关断的那段时间，也就是积分那段时间，叫米勒平台，如下图圆圈中的那部分为米勒平台，右边的是振荡严重的米勒振荡：

因为MOS管的反馈引入了电容，当这个电容足够大，并且前段信号变化快，后端供电电压高，三者结合起来，就会引起积分过充振荡，这个等价于温控的PID中的I模型，要想解决解决这个米勒振荡，在频率和电压不变的情况下，一般可以提高MOS管的驱动电阻，减缓开关的边沿速度，其次比较有效的方式是增加Cgs电容。在条件允许的情况下，可以在Cds之间并上低内阻抗冲击的小电容，或者用RC电路来做吸收电路。

下图给出我常用的三颗大功率MOS管的电容值：LCR电桥直接测量

从图上可以看出，Inifineon6代MOS管和APT7代MOS管性能远远不如碳化硅性能，它的各个指标都很小，当米勒振荡通过其他手段无法降低时，可以考虑更换更小的米勒电容MOS管，尤其需要重视Cgd要尽可能的小于Cgs

米勒振荡

在电源设计中，米勒振荡是一个很核心的一环，尤其是超过100KHz以上的频率，而作者是做超高频感应加热电源的，工作频率在500K~1MHz范围，功率大于5KW，拓扑结构是LLC电路，H桥输出，此外为了实现功率线性可调节，采用40Hz PWM调制，可以理解为H桥以25mS为周期，不停的开始，关闭，而因为感应加热设备的负载是并联LC谐振环，这样每一次的开始等价于输出短路，所以开始的10来个周期的高频脉冲波形特别难看，米勒振荡很严重，如下图（Infineon C6 MOS管波形）：

大家知道Si MOS的Vgs电压工作范围为正负20V，超过这个电压，栅极容易被击穿，所以在米勒振荡严重的场合，需要加限压的稳压二极管，一般采用15V稳压二极管，有些采用15V的TVS管，响应速度快，但是TVS管相比稳压二极管来说，精度比较差，一致性不是很强，一般情况下还是推荐用稳压二极管。

上图为MOS管GS之间并联了稳压二极管，实现15V驱动电压钳制。稳压二极管一般用于米勒振荡严重的场合，尤其是频率特别高的，对于波形良好的软开关，或者振荡不明显的硬开关，不需要稳压二极管钳制。

米勒振荡若只是引起GS绝缘层击穿，那么加稳压二极管很容易解决，问题的关键在于，米勒振荡往往引起二次开关，也就是说，导通了又关闭又导通，多次开关，多次开关带来的直接效应，就是开关损耗急剧提升。
在高频开关中，MOS管的损耗分为导通损耗和开关损耗两种，导通损耗也就是通常所说的DS两极导通后的欧姆热损耗，然而在特别高的高频下，导通损耗是次要的，开关损耗上升为主要矛盾，所谓开关损耗就是从关闭到导通，或者从导通到关闭，因为这个0->1, 1->0的过程中，有高压，又有电流，所以这个损耗很大，最早开关电源都是采用硬开关的，而开关损耗在硬开关中表现突出，此外开关损耗因为有高的电压和强的电流，瞬间功率很高，比如电压310V，开关时中间电流假设为10A，则瞬间功率就有3100W，冲击性很强，容易导致MOS管局部损伤，所以为了解决硬开关，引入了零电压(ZVS)、零电流(ZCS)的软开关技术，然而虽然软开关技术很好的解决了开关损耗问题，但是开关损耗还是存在，只是大大降低了，但是米勒振荡的多次开关，又提升了开关损耗。

米勒振荡若只是以上两点问题，那还不是问题的根本，最最让设计者头疼的是，在大功率拓扑结构中广泛使用的H桥，米勒振荡会存在一种可能，那就是上下管子恰好在某同一时刻导通，若导通的时间略长一些，则引起上下管子通过的瞬间电流巨大，因为MOS管的内阻都很小，只有百毫欧级别，当310V除以百毫欧姆电阻，产生的瞬间电流都在上百A，哪怕因为布线存在电感，实际这个电流小一些，但这个瞬间产生的功率还是巨大的，假设瞬间100A，则瞬间功率31000W，这么强的瞬间冲击，很容易让功率管损伤甚至烧坏而炸机。很多时候，短时间在公司测试OK，甚至十来天都OK，功率管温度也不高，但是一到客户哪儿就出问题，往往跟这个有关。

总结以上，米勒振荡引起三个问题：
1、击穿GS电压，引入稳压二极管钳制。
2、二次开关，引入软开关。
3、上下管子导通，头大，斗争的重点，下一节讲。

下图为仿真的MOS管驱动波形，大家可以看到里面有一个米勒振荡，信号源为10V，100KHz

米勒振荡的本质是因为在高压和高速开关下，注意是高压和高速开关下，MOS管在高压高速开关下，就是一个典型的高增益负反馈系统，负反馈特别严重(上一节讲到MOS管就是反相器)，高增益负反馈很容易引起振荡，尤其是反馈还是电容，又引入了相位移动，反馈相位接近270度。负反馈180度是稳定点，360度是振荡点，270度处于稳定与振荡点之间，所以强的负反馈会表现为衰减式振荡。（通俗的理解：输入因为有电感和电阻的限流，高压下反馈突变信号通过电容，因为不平衡引起振荡，这个类似热水器的温控PID。）
相同条件下，低压下因为负反馈没有这么剧烈，所以米勒振荡会很小，一般高频电源先用低压100V测试，波形很好，看不到米勒振荡，但是到了300V，波形就变差了。

米勒振荡的应对

米勒振荡是因为强的负反馈引起的开关振荡，导致二次导通，对于后级大功率半桥、全桥等H桥拓扑结构应用中，容易导致上下管子瞬间导通从而炸毁管子，这个是开关电源设计中最核心的一环，所以如何避免米勒振荡可以认为是开关电源设计的核心关键。

A、减缓驱动强度

1、提高MOS管G极的输入串联电阻，一般该电阻阻值在1~100欧姆之间，具体值看MOS管的特性和工作频率，阻值越大，开关速度越缓。
2、在MOS管GS之间并联瓷片电容，一般容量在1nF~10nF附近。看实际需求。
调节电阻电容值，提高电阻和电容，降低充放电时间，减缓开关的边沿速度，这个方式特别适合于硬开关电路，消除硬开关引起的振荡。

B、加强关闭能力

1、差异化充放电速度，采用二极管加速放电速度

2、当第一种方案不足时，关闭时直接把GS短路

3、当第二种方案不足时，引入负压确保关断。

C、增加DS电容

在ZVS软开关电路中，比如UC3875移相电路中，MOS管DS之间，往往并联无感CBB小电容，一般容量在10nF以内，不能太大，有利于米勒振荡，注意该电容的发热量，频率更高的时候，需要用云母电容

D、提高漏极电感方式

相对应方案C的提高DS电容方式，该方案则采用提高漏极的电感方式
1、在漏极串联镍锌磁珠，提高漏极电感，减缓漏极的电流变化，降低米勒振荡，这个方案也是改善EMC的方法之一，效果比较明显，但该方案不适合高频率强电流的场合，否则该磁珠就发热太高而失效。
2、PCB布线时，人为的引入布线电感，增长MOS管漏极、源极的PCB布线长度，比如方案C的图中，适当提高半桥上下MOS管之间的引线，对改善米勒振荡有很大的影响，但这个需要自身的技术水平较高，否则容易失败，此外布线长度提高，需要相应的考虑MOS管的耐压，严重的，需要加MOS管吸收电路。

E、常用的MOS管吸收电路，利于保护MOS管因关闭时产生过高的电压导致DS击穿，对米勒振荡也有帮助，电路形式多样，以下列举四种，应用场合不同，采用不同的方式。

基本参数

mos管的基本参数，大家熟悉的必然是Ids电流，Ron导通电阻，Vgs的阈值电压，Cgs、Cgd、Cds这几项，然而在高速应用中，开关速度这个指标比较重要。

上图四项指标，第一项是导通延时时间，第二项是上升时间，第三项是关闭延时时间，第四项是下降时间。定义如下图：

在高速H桥应用中，MOS管内部的反向并联寄生二极管的响应速度指标Trr，也就是二极管的反向恢复时间这个指标很重要，否则容易炸机，下图为高速二极管。

高速下，二极管也不是理想的，二极管导通后，PN节中充满了电子和空穴，当瞬间反向加电的时候，需要时间恢复截止，这个类似一扇门打开了，需要时间关上，但在高速下，这个关上的时间太长，就会导致H桥上下管子导通而烧坏。
所以在高速应用中，直接因为MOS管工艺寄生的二极管的反向恢复时间太长，所以需要用特殊的工艺制作实现高速的内置二极管，但哪怕特殊工艺制作的，其性能也达不到独立的高速二极管性能，只是比原MOS管寄生的指标强一些而已，但已经满足大部分软开关的需求了，500KHz下没问题。比如Infineon的C6系列，后缀带CFD的管子，内部的二极管就是高速的。
若有些场合需要更高速的二极管，而内置的二极管性能达不到，则需要特殊的处理方式，MOS管先串联二极管，再外部并二极管，这样子实现，可以应用于频率超过500KHz的场合。

转自-------雨滴科技论坛