数字正交下变频(多相滤波法)
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多相滤波原理
在上一篇文章中讨论了基于低通滤波方式的正交下变频系统。下面是该种方式的结构图。
图1.1 数字正交下变频
但是,这种典型的数字下变频方式也存在着这样一些缺陷:
* 当采样信号为宽带信号时,需要较高的采样频率,此时会带来系统设计的复杂度;
* 先滤波后抽取,那些没被抽取的数据相当于是冗余数据,浪费了一定的运算量。
针对这些缺陷,可用多相滤波的方式进行改善。下面我们进行介绍。
多相滤波,本质上是采用抽取的方式,利用多个低阶FIR滤波器来代替一个高阶FIR滤波器,从而达到降低运算量的效果。
下面对其进行理论推导:
H(z) = \sum _{n=-\infty} ^{+\infty}h(n)z^{-n} = \sum _{k=0} ^{M-1}z^{-k} \sum _{n=-\infty} ^{+\infty} h(nM+k)(z^M)^{-n}
令
E_k(z)=\sum _{n=-\infty} ^{+\infty} h(nM+k)z^{-n}
则
H(z) = \sum _{k=0} ^{M-1}z^{-k}E_k(z^M)
其结构图如下:
图1.2 多相滤波结构
该结构与下面结构等效:
图1.2 多相滤波结构
下面举个简单的例子进行说明。
假设滤波器传递函数
H(z)=1+2z^{-1}+3z^{-2}+4z^{-3}
我们假设抽取的间隔 M=2M=2,那么滤波器传递函数可以写成
H(z)=(1+3z^{-2}) + z^{-1}(2 + 4z^{-2})
其中 1+3z−21+3z^{-2}和 2+4z−22 + 4z^{-2}分别为两个分支上的FIR滤波器的系统函数,且 z−2z^{-2}表示该分支滤波器的输入数据应在原来滤波器的输入数据上进行 M=2M=2的抽取。第二个分支FIR滤波器传递函数前的 z−1z^{-1}表示每个分支滤波器都需要经过一个延迟节。
直观上来理解,就是回波数据在多相滤波的过程中,对数据进行抽取,抽取得到的 MM路数据如下表所示。
分支号 | 抽取数据索引 | ||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||
---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
1 |
1,M+1,2M+1,......1,M+1,2M+1,...... 2 2,M+2,2M+2,......2,M+2,2M+2,...... 3 3,M+3,2M+3,......3,M+3,2M+3,...... …… ……
同样,滤波器系数也要经过相应的抽取,抽取的数据下标也和上表一致。 多相滤波仿真同样以雷达系统中的接收机系统为例,进行仿真。多相滤波方式的正交下变频方式处理顺序为: 混频 ——> 抽取 ——> 滤波,下面为具体参数设置。
关于上面表格中的采样频率设置,下面表格根据带通采样定理给出一些可能情况。
采样频率可取上面表格中区间内的任何值,为使硬件处理方便,通常选取与中频存在倍数关系的取值。 图2.1 带中频线性调频信号 在线性调频信号的基础上,添加高斯白噪声,回波信号及其频谱如下所示。 图2.2 带高斯白噪声回波信号 利用两路本振信号对回波信号进行正交混频,下图为混频之后的时序部信号。 图2.3 混频后信号 下图为混频后信号的幅频特性,其中包括基带部分和两倍中频部分。 图2.4 混频后信号频谱 利用海明窗生成低通滤波器,并进行抽取。 图2.5 滤波器系数 对回波信号进行抽取,下面为抽取后其中一条支路信号时域信号和频谱。 图2.6 某条支路抽取后信号及其幅频特性 对所有支路信号进行滤波累加,得到如下结果。 图2.7 滤波结果 上面的仿真采样频率采用的是33MHz,抽取后采样频率为11MHz,都满足带宽采样定理,所以DDC后看到的线性调频信号结果很好。如果采样频率更换成30MHz,此时是满足带通采样定理的,但是如果抽取后,变成10MHz,那么就会出现问题,DDC后结果如下所示,波形明显不正确。 图2.8 更换采样频率后滤波结果 查看混频和抽取后的回波信号频谱,两倍的中频部分和基带信号频谱已经混叠了。 图2.9 更换采样频率后滤波后频谱 仿真代码附录
参考资料: |
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