【通信原理 入坑之路】—— 详解IQ调制以及星座图原理
写在前面:本博客是《深入浅出通信原理》的学习笔记,仅供个人学习参考使用
文章目录
- 一. IQ调制与解调的原理与过程
- 1.1 利用旋转向量理解IQ调制(正交调制)
- 1.2 利用旋转向量理解IQ解调
- 二.PSK(相移键控)和IQ调制的关系:
- 2.1 用IQ调制实现QPSK调制
- 2.2 用IQ调制实现8PSK调制
- 三. QAM调制与IQ调制的关系
- 四.星座图一些性质的分析
- 4.1 星座图受不同噪声干扰的情况分析
一. IQ调制与解调的原理与过程
IQ调制的定义是:“IQ调制就是数据分为两路,分别进行载波调制,两路载波相互正交。I是in-phase(同相), q是 quadrature(正交)”
我们通过下面的示意图介绍IQ调制的过程:
首先,信号分成两路:I路和Q路(为了方便理解我们把这两路信号先用字母I和Q代替)
I路信号与cosω0tcosω_0tcosω0t相乘,变成:Icosω0tIcosω_0tIcosω0t;Q路信号先与sinω0tsinω_0tsinω0t相乘,再乘上-1,变成−Qsinω0t-Qsinω_0t−Qsinω0t
接着,两路信号回合求和,变成IQ调制信号s(t)=Icosω0t−Qsinω0ts(t) = Icosω_0t - Qsinω_0ts(t)=Icosω0t−Qsinω0t
有没有更加简单的表示方法?—— 有!
还记得我们在复变函数里面的知识吗?ejω0t=cosω0t+jsinω0te^{jω_0t} = cosω_0t + jsinω_0tejω0t=cosω0t+jsinω0t
而我们可以把IQ信号用一个复数:I+jQI + jQI+jQ来表示,那么这个I+jQI + jQI+jQ信号在复平面上就对应一个点
(I+jQ)ejω0t=(I+jQ)(cosω0t+jsinω0t)=Icosω0t+jIsinω0t+jQcosω0t−Qsinω0t(I + jQ)e^{jω_0t}\\ =(I+jQ)(cosω_0t + jsinω_0t)\\ =Icosω_0t + jIsinω_0t + jQcosω_0t - Qsinω_0t (I+jQ)ejω0t=(I+jQ)(cosω0t+jsinω0t)=Icosω0t+jIsinω0t+jQcosω0t−Qsinω0t
如果我们取运算结果的实部Re,就有:Re[(I+jQ)ejω0t]=Icosω0t−Qsinω0tRe[(I + jQ)e^{jω_0t}] = Icosω_0t - Qsinω_0tRe[(I+jQ)ejω0t]=Icosω0t−Qsinω0t
那么,IQ调制的过程就可以简化为下图所示:
对于IQ解调,也不困难,就是对s(t)s(t)s(t)信号乘上cosω0tcosω_0tcosω0t,再进行:2T∫−T2T2s(t)cosω0t\frac{2}{T}\int_{-\frac{T}{2}}^{\frac{T}{2}}s(t)cosω_0tT2∫−2T2Ts(t)cosω0t
这样的积分,就可以换原得到III信号
对s(t)s(t)s(t)信号乘以−sinω0t-sinω_0t−sinω0t,再进行:2T∫−T2T2s(t)sinω0t\frac{2}{T}\int_{-\frac{T}{2}}^{\frac{T}{2}}s(t)sinω_0tT2∫−2T2Ts(t)sinω0t
这样的积分,即可换原得到QQQ信号
1.1 利用旋转向量理解IQ调制(正交调制)
我们回顾一下IQ调制的框图:
如果我们设I路信号a的值为+12+\frac{1}{\sqrt{2}}+21,Q路信号b的值为+12+\frac{1}{\sqrt{2}}+21,那么a+jb就可以用下面的旋转向量表示:
根据IQ调制的框图,我们需要将a + jb 与旋转向量ejω0te^{jω_0t}ejω0t相乘,那么根据复数的乘法意义:
复数乘法中,积的模等于模的积;积的相位角等于两个乘数相位角的加和!
因此,a+jb和ejω0te^{jω_0t}ejω0t相乘,得到的依然是在上图那个位置的向量,并且会绕逆时针旋转! 该旋转向量在实轴上的投影,就等于我们的调制信号s(t)=acos(ω0t)−bsin(ω0t)s(t) = acos(ω_0t) - bsin(ω_0t)s(t)=acos(ω0t)−bsin(ω0t)!
合成蓝色向量的两个红色向量分别代表I路信号和Q路信号。(而蓝色向量也可以看作是a+jb信号和ejω0te^{jω_0t}ejω0t相乘的结果)在蓝色信号逆时针旋转的过程中,两个红色信号(I, Q信号)总时保持相互垂直),因此,IQ调制就被叫做正交调制了
1.2 利用旋转向量理解IQ解调
和BPSK解调类似,假设我们接收到的s(t)s(t)s(t)信号是一个个的旋转向量,它们在不同接受时间(下图所示为t = 0和某t时刻)的位置如下:
相同地,我们会用一个和接收到的向量旋转方向相反的,幅值相同,频率相同的旋转向量与它相乘:
对应上图的,我们所用的本地旋转向量如图所示:
那么,它们相乘,就可以得到静止的向量,整个静止的向量对应的实部就是I路信号,对应的虚部就是Q路信号。
不过,真实情况下,我们就受到的并不是旋转向量,(旋转向量只是我们便于理解设想出来的)
实际上接收到的是s(t)=acos(ω0t)−bsin(ω0t)s(t) = acos(ω_0t) - bsin(ω_0t)s(t)=acos(ω0t)−bsin(ω0t),应该怎么做呢?
下面揭晓:
s(t)=acos(ω0t)−bsin(ω0t)=a2(ejω0t+e−jω0t)+jb2(ejω0t−e−jω0t)=(a2+jb2)ejω0t+(a2−jb2)e−jω0t\begin{aligned} s(t) &= acos(ω_0t) - bsin(ω_0t)\\ &=\frac{a}{2}(e^{jω_0t} + e^{-jω_0t}) +\frac{jb}{2}(e^{jω_0t} - e^{-jω_0t})\\ &=(\frac{a}{2} + \frac{jb}{2})e^{jω_0t} + (\frac{a}{2} - \frac{jb}{2})e^{-jω_0t} \end{aligned} s(t)=acos(ω0t)−bsin(ω0t)=2a(ejω0t+e−jω0t)+2jb(ejω0t−e−jω0t)=(2a+2jb)ejω0t+(2a−2jb)e−jω0t
我们乘上一个e−jω0te^{-jω_0t}e−jω0t,就变成了:(a2+jb2)+(a2−jb2)e−2jω0t(\frac{a}{2} + \frac{jb}{2}) + (\frac{a}{2} - \frac{jb}{2})e^{-2jω_0t}(2a+2jb)+(2a−2jb)e−2jω0t
再乘以2后再经过积分或者低通滤波,就可以得到a+jb,即I, Q信号了1T∫−T2T2[2(a2+jb2)+(a2−jb2)e−2jω0t]dt=a+jb\frac{1}{T}\int_{-\frac{T}{2}}^{\frac{T}{2}}[2(\frac{a}{2} + \frac{jb}{2}) + (\frac{a}{2} - \frac{jb}{2})e^{-2jω_0t}]dt = a+jb T1∫−2T2T[2(2a+2jb)+(2a−2jb)e−2jω0t]dt=a+jb
二.PSK(相移键控)和IQ调制的关系:
PSK:相移键控方法是通过改变载波信号的相位值来表示数字信号 1,0的。当然,在实际信号的传输过程中,经常会把二进制信号按照M个比特作为一组传输,这就是MPSK。(PSK调制幅度不变,改变相位)
比如说:如果我们把2个比特作为一组,那么每一组二进制信号就会有00,01,10,11四种组合方式,那么我们就需要s(t)s(t)s(t)用4种不同的相位值分别来表示00,01,10和11,这样的调制方式我们成为QPSK调制。
2.1 用IQ调制实现QPSK调制
首先,我们假设输入的III路和QQQ路信号分别为:+1+1、+1-1、-1+1、-1-1。那么根据上面IQ调制的流程图,我们分别看看输出的s(t)s(t)s(t)信号是怎么样的:
III路信号 | QQQ路信号 | s(t)s(t)s(t) |
---|---|---|
+1 | +1 | cosω0t−sinω0t=2cos(ω0t+Π4)cosω_0t - sinω_0t = \sqrt{2}cos(ω_0t + \frac{Π}{4})cosω0t−sinω0t=2cos(ω0t+4Π) |
+1 | -1 | cosω0t+sinω0t=2cos(ω0t+3Π4)cosω_0t + sinω_0t = \sqrt{2}cos(ω_0t + \frac{3Π}{4})cosω0t+sinω0t=2cos(ω0t+43Π) |
-1 | +1 | −cosω0t−sinω0t=2cos(ω0t+5Π4)-cosω_0t - sinω_0t = \sqrt{2}cos(ω_0t + \frac{5Π}{4})−cosω0t−sinω0t=2cos(ω0t+45Π) |
-1 | -1 | −cosω0t+sinω0t=2cos(ω0t+7Π4)-cosω_0t + sinω_0t = \sqrt{2}cos(ω_0t + \frac{7Π}{4})−cosω0t+sinω0t=2cos(ω0t+47Π) |
如果我们要把s(t)s(t)s(t)的幅度变成1,那么只需要将上面I,QI, QI,Q信号对应第改为+12+\frac{1}{\sqrt{2}}+21和−12-\frac{1}{\sqrt{2}}−21即可
而我们发现:+12+\frac{1}{\sqrt{2}}+21 = sinΠ4sin\frac{Π}{4}sin4Π = cosΠ4cos\frac{Π}{4}cos4Π
下面,我们就可以建立二进制序列、I,Q信号和相位的对应关系了:
二进制序列 | IQ信号 | s(t)s(t)s(t)相位 |
---|---|---|
00 | +12+\frac{1}{\sqrt{2}}+21,+12+\frac{1}{\sqrt{2}}+21 | Π4\frac{Π}{4}4Π |
01 | −12-\frac{1}{\sqrt{2}}−21,+12+\frac{1}{\sqrt{2}}+21 | 3Π4\frac{3Π}{4}43Π |
11 | −12-\frac{1}{\sqrt{2}}−21,−12-\frac{1}{\sqrt{2}}−21 | 5Π4\frac{5Π}{4}45Π |
10 | +12+\frac{1}{\sqrt{2}}+21,−12-\frac{1}{\sqrt{2}}−21 | 7Π4\frac{7Π}{4}47Π |
因此,MPSK调制的过程中,我们需要将输入信号(二进制序列)经过一定的映射(上表所示的映射关系)映射成对应的IQ信号,再经过运算得到s(t)s(t)s(t)信号
因此,QPSK信号的正弦载波有4个可能的离散相位状态,每个载波相位携带2个二进制符号,其信号表示式为:s(t)=Acos(ω0t+θ)s(t) = Acos(ω_0t + θ)s(t)=Acos(ω0t+θ)
下图是QPSK调制的星座图:
而对于通过接受信号的星座图判断信号,则是看接收数据点距00,01,11,10这四个点的距离来判断接受信号到底是哪个。
2.2 用IQ调制实现8PSK调制
在上面分析QPSK调制星座图的特征时,我们发现:发射信号点都是在单位圆的14\frac{1}{4}41位置,那么同理,对于8PSK,发射信号点都是在单位圆的18\frac{1}{8}81位置处。
输入信号被划分为3个比特一组,如果我们按照下面的对应关系,就可以得到星座图了:
输入信号 | IQ信号 | s(t)s(t)s(t)相位 |
---|---|---|
000 | cosΠ8,sinΠ8cos\frac{Π}{8}, sin\frac{Π}{8}cos8Π,sin8Π | Π8\frac{Π}{8}8Π |
001 | sinΠ8,cosΠ8sin\frac{Π}{8},cos\frac{Π}{8}sin8Π,cos8Π | 3Π8\frac{3Π}{8}83Π |
011 | −sinΠ8,cosΠ8-sin\frac{Π}{8},cos\frac{Π}{8}−sin8Π,cos8Π | 5Π8\frac{5Π}{8}85Π |
010 | −cosΠ8,sinΠ8-cos\frac{Π}{8}, sin\frac{Π}{8}−cos8Π,sin8Π | 7Π8\frac{7Π}{8}87Π |
110 | −cosΠ8,−sinΠ8-cos\frac{Π}{8}, -sin\frac{Π}{8}−cos8Π,−sin8Π | 9Π8\frac{9Π}{8}89Π |
111 | −sinΠ8,−cosΠ8-sin\frac{Π}{8},-cos\frac{Π}{8}−sin8Π,−cos8Π | 11Π8\frac{11Π}{8}811Π |
101 | sinΠ8,−cosΠ8sin\frac{Π}{8},-cos\frac{Π}{8}sin8Π,−cos8Π | 13Π8\frac{13Π}{8}813Π |
100 | cosΠ8,−sinΠ8cos\frac{Π}{8}, -sin\frac{Π}{8}cos8Π,−sin8Π | 15Π8\frac{15Π}{8}815Π |
因此星座图的作用主要是在调制时用于映射(比如QPSK,16QAM,64QAM等),而接收时用于判断发送的到底是哪个点,从而正确解调数据。
三. QAM调制与IQ调制的关系
本节的学习中,我们想通过QAM的矩形星座图分析星座图的结构:
我们看看用IQ调制实现16QAM调制时,输入比特(被划分为4个4个一组)和IQ信号的映射关系:
输入比特 | I、Q信号 |
---|---|
0000 | +3A、+3A |
0001 | +A、+3A |
0011 | -A、+3A |
0010 | -3A、+3A |
0110 | -3A、+A |
0111 | -A、+A |
0101 | +A、+A |
0100 | +3A、+A |
1100 | +3A、-A |
1101 | +A、-A |
1111 | -A、-A |
1110 | -3A、-A |
1010 | -3A、-3A |
1011 | -A、-3A |
1001 | +A、-3A |
1000 | +3A、-3A |
那么,我们通过这个表可以知道,矩形16-QAM星座图有3个幅值,分别是:
32A3\sqrt{2}A32A、10A\sqrt{10}A10A、2A\sqrt{2}A2A
当然,我们通过矩形星座图也能够一目了然:
注意:对于16QAM调制,我们不是将4个bit划分为一组吗,那么它们在输入后“兵分两路”时,是把这4个bit分两路,一路2个bit,分别给I和Q,这样,I路就会有22=42^2 = 422=4个不同幅度的电平、Q路也会有4个不同幅度的电平,又由于I,Q信号正交(互不相关),因此任意一个I的幅度和任意一个Q幅度的组合都会对应一个星座点。一共就会有4x4 = 16种组合状态
四.星座图一些性质的分析
星座图有几个重要的参数:
- 最小欧几里德距离:它是M-QAM信号星座图上星座点之间的最小距离。该参数反映了M-QAM信号抗高斯白噪声的能力(最小欧几里德距离越大,信号抗高斯白噪声的能力越强),可以通过优化星座图的分布来获得最大值。
- 最小相位偏移:最小相位偏移是M-QAM信号星座点相位的最小偏移,该参数反映了MQAM信号抗相对抖动能力和对时钟恢复精确度的敏感性,同样地,可以通过优化星座点的分布来获得最大值,以获得更优的传输性能。
我们来看看16QAM的两种星座图:
通过刚刚的分析我们可以知道:
- 矩形星座图有3个幅值,圆形星座图有2个幅值。
- 矩形星座图有12个相位值,而圆形星座图有8个相位值。圆形的最小相位偏移为45°,而矩形星座图的最小相位偏移为18°(由此可见,圆形星座图的最小相位偏移比矩形星座图大,其抗相位抖动的能力较强)
4.1 星座图受不同噪声干扰的情况分析
【1】白噪声干扰:噪声随机,落点会围绕理想值成云状分布(awgn加性高斯白噪声)
【2】相位噪声:相位噪声是一段期间内振荡器的相对相位不稳定的情况,在星座图上显示出围绕图形中心旋转的情况,如下图所示:
【3】增益压缩: 由于信号压缩失真,出现非方正星座图。QAM峰值越大,失真越大
【4】载波抑制: 表现为星座图整体平移
【5】I、Q 幅度不平衡
【6】I、Q 正交不平衡
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