介绍

Intelligent Reflecting Surface-Aided Wireless Communications: A Tutorial文章的整理。

IRS基础部分及建模
IRS优化
IRS信道估计
IRS部署
拓展

IRS介绍

IRS: Intelligent reflecting surface

背景

6G存在的需求，例如超高数据速率和能源效率，极高的可靠性和低延迟等
解决来自用户的时变无线信道

什么是IRS

Generally speaking, IRS is a planar surface comprising a large number of passive reflecting elements, each of which is able to induce a controllable amplitude and/or phase change to the incident signal independently

IRS elements 是无源的（虽然后面会讲到还是需要一定的能源（用来调整幅度反射和相位反射），但是相比其他设备，这些能源是微乎其微的，还是可以认为是无源的）

IRS作用及优势

从概念上：

(a): 创建虚拟视距(LoS)链接以通过智能反射面绕过收发器之间的障碍物
(b): 在期望的方向添加额外的信号路径以提升信道等级条件
©: 改善信道分布，例如将瑞利/快衰落转换为Rician/慢衰落以实现超高可靠性
(d): 抑制一些干扰

在实施上

因为是无缘的（仅被动反射信号），所以不需要任何发射射频反射链，硬件要求低（与传统有源中继相比）。
全双工工作模式，没有任何天线噪声放大和自干扰。
安装拆除简单
极大的灵活性和与现有无线系统的兼容性

IRS挑战

无源反射原件需要适当设计，实现IRS element之间的协同信号聚焦或干扰消除。考虑与基站、用户的传输联合设计。
由于IRS没有发射射频链，所以要考虑如何获得IRS与其用户之间的信道状态信息。
IRS在无线网络中最大化网络容量的最佳部署策略需要重新设计。

IRS建模

以x(t)x(t)x(t)表示等效复值基带发射信号，对于一个有NNN个反射单元的IRS，以nnn代表单元，即n∈{1,⋯,N}n\in\{1, \cdots, N\}n∈{1,⋯,N}，用α1,ne−jξ1,n\alpha_{1, n}e^{-j\xi_{1, n}}α1,ne−jξ1,n表示基带信号从发射机到IRS的反射单元nnn的复信道系数，其中α1,n\alpha_{1, n}α1,n表示幅度衰减（amplitude attenuation），e−jξ1,ne^{-j\xi_{1,n}}e−jξ1,n表示窄带系统平坦信道的相移。所以其带通信号（经过上变频）可以表示为：
yin,n(t)=Re{α1,ne−jξ1,nx(t)ej2πfct}y_{in,n}(t)=Re\{\alpha_{1, n}e^{-j\xi_{1, n}}x(t)e^{j2\pi f_ct}\} yin,n(t)=Re{α1,ne−jξ1,nx(t)ej2πfct}
其中，fcf_cfc是载波频率；该单元（第nnn个单元）的幅度衰减和时间延迟分别用βn∈[0,1]\beta_n\in[0, 1]βn∈[0,1]（因为是无源的）和tn∈[0,1/fc]t_n\in[0, 1/f_c]tn∈[0,1/fc]表示。忽略电路非线性和相位噪声等硬件缺陷，IRS单元nnn的反射信号表示为：
yout,n(t)=βnyin,n(t−tn)=Re{βnα1,ne−jξ1,nx(t−tn)ej2πfc(t−tn)}≈Re{[βne−jθn′α1,ne−jξ1,nx(t)]ej2πfct}\begin{aligned} y_{out,n}(t)&=\beta_ny_{in,n}(t-t_n)\\ &=Re\{\beta_n\alpha_{1,n}e^{-j\xi_{1,n}}x(t-t_n)e^{j2\pi f_c(t-t_n)}\} \\&\approx Re\{[\beta_ne^{-j\theta^{'}_n}\alpha_{1,n}e^{-j\xi_{1,n}}x(t)]e^{j2\pi f_ct}\} \end{aligned} yout,n(t)=βnyin,n(t−tn)=Re{βnα1,ne−jξ1,nx(t−tn)ej2πfc(t−tn)}≈Re{[βne−jθn′α1,ne−jξ1,nx(t)]ej2πfct}
其中，在tn≤1/fc≪1/Bt_n\leq1/f_c\ll1/Btn≤1/fc≪1/B的前提下，假设x(t−tn)≈x(t)x(t-t_n)\approx x(t)x(t−tn)≈x(t)；并有−θn′≜−2πfctn∈[−2π,0]-\theta_n^{'}\triangleq-2\pi f_ct_n\in[-2\pi,0]−θn′≜−2πfctn∈[−2π,0]是单元nnn引起的相移。由sin,n(t)≜α1,ne−jξ1,nx(t)s_{in,n}(t)\triangleq \alpha_{1, n}e^{-j\xi_{1, n}}x(t)sin,n(t)≜α1,ne−jξ1,nx(t)并且有sout,n≜βne−jθn′α1,ne−jξ1,nx(t)s_{out,n}\triangleq\beta_ne^{-j\theta^{'}_n}\alpha_{1,n}e^{-j\xi_{1,n}}x(t)sout,n≜βne−jθn′α1,ne−jξ1,nx(t)$

进一步，由于θn′\theta^{'}_nθn′是以2π2\pi2π为周期的，所以为方便后续部分，取θn∈[0,2π]\theta_n\in [0,2\pi]θn∈[0,2π]，有：
sout,n(t)=βne−jθn′sin,n(t)=βnejθnsin,n(t)\begin{aligned} s_{out,n}(t)=\beta_ne^{-j\theta^{'}_n}s_{in,n}(t)=\beta_ne^{j\theta_n}s_{in,n}(t) \end{aligned} sout,n(t)=βne−jθn′sin,n(t)=βnejθnsin,n(t)
所以在基带信号模型中，IRS单元nnn的输出/反射信号是通过将相应的输入/入射信号乘以复反射系数βne−jθn\beta_ne^{-j\theta_n}βne−jθn得到的。

再接上从IRS单元nnn到接收端的信号（与前面相似的等效窄带平坦频率信道），则有接收端的表达式：
yr,n(t)=Re{[α1,ne−jξ1,nβnejθnα2,ne−jξ2,nx(t)]ej2πfct}\begin{aligned} y_{r,n}(t)=Re\{[\alpha_{1,n}e^{-j\xi_{1,n}}\beta_ne^{j\theta_n}\alpha_{2,n}e^{-j\xi_{2,n}}x(t)]e^{j2\pi f_ct}\} \end{aligned} yr,n(t)=Re{[α1,ne−jξ1,nβnejθnα2,ne−jξ2,nx(t)]ej2πfct}
用hr,n∗≜α1,ne−jξ1,nh^*_{r,n}\triangleq\alpha_{1,n}e^{-j\xi_{1,n}}hr,n∗≜α1,ne−jξ1,n（发射端到IRS的信道），并用gn≜α2,ne−jξ2,ng_n\triangleq\alpha_{2,n}e^{-j\xi_{2,n}}gn≜α2,ne−jξ2,n（IRS到接收端的信道），上式变为：
yn(t)=βnejθnhr,n∗gnx(t)\begin{aligned} y_n(t)=\beta_ne^{j\theta_n}h^*_{r,n}g_nx(t) \end{aligned} yn(t)=βnejθnhr,n∗gnx(t)

假设没有信号耦合，即所有IRS单元独立地反射入射信号。并忽略多次反射（因为路径损失较大），则有考虑NNN个单元时，有接收端：
y(t)=(∑n=1Nβnejθnhr,n∗gn)x(t)=hrHΘgx(t)\begin{aligned} y(t)=(\sum_{n=1}^N\beta_ne^{j\theta_n}h^*_{r,n}g_n)x(t)=\textbf{h}_r^H\Theta\textbf{g}x(t) \end{aligned} y(t)=(n=1∑Nβnejθnhr,n∗gn)x(t)=hrHΘgx(t)
其中hrH=[hr,1∗,⋯,hr,N∗]\textbf{h}_r^H=[h^*_{r, 1},\cdots,h^*_{r,N}]hrH=[hr,1∗,⋯,hr,N∗]，g=[g1,⋯,gN]T\textbf{g}=[g_1,\cdots,g_N]^Tg=[g1,⋯,gN]T，Θ=diag(β1ejθ1,⋯,βNejθN)\Theta=diag(\beta_1e^{j\theta_1},\cdots,\beta_Ne^{j\theta_N})Θ=diag(β1ejθ1,⋯,βNejθN)因为每个IRS单元独立地反射信号，且没有信号耦合，所以Θ\ThetaΘ是对角阵。

IRS硬件实现

硬件结构

由于发射机、接收机以及周围物体的移动性，信道通常是时变的，因此需要基于信道变化的IRS实时可调。所以需要联网以进行自适应反射。

智能控制器，FPGA，总的控制端
第一层，调整层，控制层，也可以布置一些传感器（感知周围感兴趣的无线电信号，以方便智能控制器设计反射系数）
第二层，铜，减少信号能量损失
第三层，可调整的单元

为了实现重新配置IRS单元以实现高度可控反射，有三种主要方法被提出：

机械驱动（机械旋转、平移）
功能材料（液晶、石墨烯等）
电子设备（PIN二极管等）

第三种电子设备（PIN二极管等）是最常用的。

实际限制

离散的反射幅度和相移

用固定的PIN二极管，需要大数量才能控制精细相移，例如log⁡28=3\log_28=3log28=3，即8级相移需要3个PIN二极管；使用变容二极管则需要更大范围的偏置电压，成本更高。

顺便提出了两个特殊结构：

耦合的反射幅度和相移

有人提出反射的幅度和相移之间存在非线性耦合，所以不能单独调节。

产生这种现象的原因是因为：0相移时，反射电流与单元电流同相（in-phase），电流强度增加，导致发热增多，反射幅度下降；当电流反相时（out-of-phase），电流强度减弱，发热变少，反射幅度增加。

此外，IRS理论上是无源的（passive），但是例如控制PIN二极管时，需要消耗一部分能量。只是说这部分能量相对较小。

其他相关内容及未来研究方向

IRS单元之间的耦合目前是被忽略的。考虑在增大IRS单元密度以提高性能时，可能会使耦合更严重，以至于不能忽略。考虑耦合反射系数或者开发有效的去耦、隔离技术。
目前考虑的模型对信号的入射角不敏感。目前的部分实现证明IRS反射系数，特别是相移，对入射角非常敏感。同时这也意味着信道互易假设可能不再有效，即上行链路的信道估计不再适用于下行链路的信道估计，vice versa。
对于宽带信号的建模以及频率/时间偏移、相位噪声等。

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