学习目标：半桥驱动器芯片 TPS28225

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一．芯片特点及用途
1.特点：
23•可以驱动2个N沟道MOSFET有14ns的自适应停滞控制
23•MOSFET栅极控制电压范围：4.5~8.8V 最佳为7~8V
23•输入脉宽调制信号幅度：2.0~13.2V
23•每相电流可以>=40A
23•高频时有14ns的传播延迟和10ns上升下降时间允许Fsw-2MHz 23•能够传播< 30ns PWM脉冲输入
23•低侧可以吸入电阻（0.4Ω）上产生的电流防止MOSFET击穿 23•提供三态脉宽调制（PWM）
23•有热关断功能及UVLO保护
23•含有内部自举二极管
23•高性能替代了流行的三态脉宽调制
2.用途
23•效率要求极高的DC/DC转换器
23•电源稳压器模块
23•笔记本调节器
23•同步整流器的隔离式电源
描述
TPS28225是一个高速驱动的n通道免费驱动功率MOSFET与自适应死时间控制。该驱动器是优化用于各种大电流一和多相直流到直流转换器。TPS28225是一种提供高效、小尺寸和低EMI排放的解决方案。
通过高达8.8V的门驱动电压、14ns的自适应死时间控制、14ns的传播延迟和大电流2-A源和4-A汇聚驱动能力来实现效率。下栅极驱动器的0.4-Ω阻抗使功率MOSFET的栅极保持在其阈值以下，并确保在高dV/dt相位节点转换时没有穿透电流。由内部二极管充电的引导电容器允许在半桥式配置中使用n通道MOSFETs。
详细说明
3.1概述
TPS28225具有3态PWM输入，与所有采用3态输出特性的多相控制器兼容。只要输入在250 ns保持时间内保持在3状态窗口内，驱动器就会将两个输出切换为低。这种停机模式可防止负载受到反向输出电压的影响。
其他功能包括欠压锁定、热关机和双向启用/功率良好信号。没有三态特性控制器的系统可以使用启用/功率良好输入/输出，在关机期间将两个输出保持在较低水平。
TPS28225采用经济的SOIC-8和热增强低尺寸双平面无铅（DFN-8）封装。驱动器在-40°C至125°C的扩展温度范围内指定，绝对最大节点温度为150°C。
对于TPS28225DRB，封装底部的热垫必须以尽可能短的方式焊接并连接到GND引脚和PCB的GND平面。

3.3特性描述
3.3.1欠压锁定（UVLO）
TPS28225包含一个欠压锁定电路，当输入电源电压VDD不足以可靠驱动外部功率场效应管时，该电路使驱动器处于禁用状态，并使外部功率场效应管处于关闭状态。在通电期间，两个栅极驱动输出保持较低，直到电压VDD达到UVLO阈值，通常为3.5V。一旦达到UVLO阈值，栅极驱动输出的条件由输入PWM和EN/PG信号定义。在断电期间，UVLO阈值设置较低，通常为3.0 V。0.5 V为TPS28225磁滞的选择是为了防止驱动器在输入电压超过UVLO阈值时打开和关闭，尤其是在低转换率的情况下。TPS28225能够通过内部拉下EN/PG引脚，将输入电源电压VDD不足的信号发送回系统控制器。VDD上升到UVLO阈值以上后，TPS28225立即释放EN/PG引脚。
3.3.2输出置低
输出置低电平电路有效地保持栅极输出低，即使驱动器未通电。这可以防止在驱动器通电之前施加主功率级电源电压时，外部功率场效应管上的栅极开路情况和意外开启。为了简单起见，输出有源低电平电路在框图中显示为连接在LGATE和GND引脚之间的电阻器，另一个连接在UGATE和相引脚之间。
3.3.3启用/电源良好
当EN/PG引脚上的电压高于最大2.1 V时，启用/功率良好电路允许TPS28225跟随PWM输入信号。该电路具有独特的双向通信能力。这如图20所示。

EN/PG引脚约为1-kΩ 内部串联电阻器。通过外部电源将EN/PG拉高≥ 20-kΩ 电阻器允许控制器和驱动器之间的双向通信。如果输入电压VDD低于UVLO阈值或发生热关断，内部MOSFET通过1-k将EN/PG引脚拉至GNDΩ 电阻器。通过EN/PG引脚的电压现在由由外部上拉电阻器1-k组成的电阻分压器定义Ω 具有1-k的内部电阻器和内部FETΩ RDS（开启）。即使系统控制器允许驱动器通过关闭其自身的启用输出晶体管来启动，驱动器也会将电压保持在EN/PG低。低EN/PG信号表示驱动器尚未准备好，因为电源电压VDD低或驱动器处于热关机模式。系统控制器可以安排到驱动器的PWM输入信号的延迟，直到驱动器释放EN/PG引脚。如果输入电压VDD恢复正常，或驱动器冷却到低于其较低的热关断阈值，则内部MOSFET释放EN/PG引脚，并在施加到EN/PG输入的外部启用信号下恢复正常操作。另一个功能包括内部1-MΩ 当系统控制器意外失去与驱动器的连接时，将EN/PG引脚拉低并禁用驱动器的电阻器。例如，如果系统控制器位于单独的PCB子板上，则可能发生这种情况。
除了PWM输入外，EN/PG引脚还可以作为驱动器的第二个脉冲输入。如果PWM输入也很高，EN/PG和UGATE之间的延迟也只有30纳秒左右。如果PWM输入脉冲与EN/PG输入同步，则当PWM和EN/PG高时，UGATE高，LGATE低。如果PWM和EN/PG都低，则UGATE和LGATE也都低。这意味着驱动器允许使用低压侧功率MOSFET的体二极管作为续流二极管，将同步降压稳压器作为传统降压稳压器进行操作。此功能在某些特定应用中很有用，允许使用预偏置输出启动，或在低输出电流的节电模式下提高降压调节器的效率。
7.3.4三态输入
一旦EN/PG引脚设置为高电平并启动输入PWM脉冲（见下文注释）。死区时间控制电路确保UGATE和LGATE驱动输出之间没有重叠，以消除通过外部功率场效应管的击穿电流。此外，为了在周期性脉冲序列下工作，TPS28225具有自调整PWM 3态输入电路。三态电路将两个栅极驱动输出设置为低，因此，如果输入信号处于高阻抗状态至少250 ns（典型值），则关闭外部功率场效应管。在这种情况下，PWM输入电压电平由内部27-k定义Ω 至13-kΩ 电阻分压器
如方框图所示。该电阻分压器迫使输入电压进入3态窗口。最初，3状态窗口设置在1.0-V和2.0-V阈值之间。三态窗口的下限阈值始终固定在1.0V左右。上限阈值调整为输入信号幅度的75%左右。如果在输入信号高的情况下输入信号进入3态窗口，则自调整的上限阈值允许更短的延迟，从而使高压侧功率场效应管处于导通状态，略长于内部3态计时器设置的250 ns时间常数。图19所示的时序图中说明了两种操作模式，即PWM输入脉冲序列和三态条件。自调整上限阈值允许在输入PWM脉冲信号的宽幅度范围内操作。图21和图22中的波形说明了TPS28225在正常和3态模式下的操作，输入脉冲幅度分别为6 V和2.5 V。在进入三态窗口并在窗口内停留一段延迟时间后，PWM输入信号电平由内部电阻分压器定义，并且根据输入脉冲幅度，可以将其拉高至高于正常PWM脉冲幅度（图22）或拉低至低于正常输入PWM脉冲（图21）

7.3.4.1 TPS28225 3状态退出模式
•要退出三态操作模式，PWM信号应先低后高至少一次。
这对于恢复自举电容器上的电压是必要的，如果三态条件持续足够长的时间，自举电容器在三态模式下可能放电。

注释
当PWM低时，驱动器将UGATE设置为低，LGATE设置为高。当PWM启动时高，UGATE变高，LGATE变低。

7.3.4.2外部电阻器干扰

PWM输入和GND之间的任何外部电阻器，其值低于40 kΩ 可能会干扰三态阈值。如果驱动器打算在3态模式下工作，则任何低于40 k的电阻器Ω 在PWM和GND时应避免。低于3.5 k的电阻器Ω 在PWM和GND之间连接完全禁用3态功能。在这种情况下，三态窗口收缩到零，较低的三态阈值成为UGATE保持低和LGATE保持高之间的边界，反之亦然，具体取决于应用的PWM输入信号。无需使用<3.5 k的电阻器Ω 在使用具有三态能力的控制器时避免三态条件。如果输入PWM信号的上升和下降时间小于250纳秒，则驱动器永远不会进入三态模式。
在降压变换器的低侧MOSFET在关机期间保持开启的情况下，可以融合三态特性，以避免输出电容器上出现负谐振电压。由于系统要求，在启动过程中不允许将输出拉低的情况下，该功能也可以在带有预偏置输出的启动过程中使用。如果系统控制器不具备三态特性，并且从不进入高阻抗状态，则将EN/PG信号设置为低将使两个栅极驱动输出保持低，并在关闭和启动时以预偏置输出关闭低侧和高侧MOSFET。
自调节输入电路可接受大范围的输入脉冲幅度（2 V至13.2 V），允许使用各种不同输出的控制器，包括逻辑电平。如果在二次侧同步整流电路中使用驱动器，宽PWM输入电压允许一些灵活性。图23和图24分别显示了TPS28225在12 V输入PWM脉冲幅度、VDD=7.2 V和VDD=5 V时的操作。

7.3.5自举二极管
当低压侧FET处于导通状态时，自举二极管通过从输入电压VDD对连接在自举和相引脚之间的自举电容器充电，为UGATE驱动器提供电源电压。在两个功率场效应管均关闭的初始阶段，引导电容器通过该路径预充电，该路径包括相引脚、输出电感和大输出电容器，直至接地。正向压降偏置电流为100 mA时，二极管两端仅为1.0 V。这允许在高频操作期间快速恢复自举电容器的充电。

7.3.6上下闸门驱动器
上下栅极驱动器对功率MOSFET的输入电容进行充电和放电，以允许在高达2 MHz的开关频率下工作。输出级由提供源输出电流的P沟道MOSFET和通过输出级提供漏电流的N沟道MOSFET组成。这些MOSFET的导通电阻针对在标称稳态条件下以低占空比工作的同步降压变换器配置进行了优化。UGATE输出驱动器能够传播小于30纳秒的PWM输入脉冲，同时仍保持适当的死区时间，以避免任何穿透电流情况。与窄输入PWM脉冲操作相关的波形如图18所示。

7.3.7死区时间控制
死区控制电路对于在不同功率MOSFET的整个占空比范围内实现最高效率和无击穿电流操作至关重要。通过感应驱动器的输出变低，该电路不允许另一个驱动器的栅极驱动输出变高，直到第一个驱动器输出降到指定阈值以下。这种控制死区时间的方法称为自适应。总停滞时间还包括固定部分，以确保不存在重叠。典型的死区时间约为14纳秒，尽管它随驱动器内部公差、布局和外部MOSFET寄生电感而变化。只要通过功率级输出电感器的电流正向或反向流动，就会保持适当的死区时间。根据某些微处理器的要求，在瞬态期间或动态改变输出电压时，降压配置中可能会发生反向电流。由于死区时间不取决于电感电流方向，因此该驱动器可用于降压和升压稳压器中，或用于功率MOSFET以互补方式切换的任何电桥配置中。根据开关频率，将死区时间保持在较短的最佳水平可将效率提高1%-2%。其中一种实际设计中的测量开关波形显示，相位节点上升沿的死区时间为10 ns，下降沿的死区时间为22 ns（数据表应用部分的图39和图40）。
在高侧MOSFET导通之前输出电感电流改变其方向的操作点期间，较大的非最佳死区时间可能会导致DC-DC转换器的占空比调制。这种调制会干扰控制器的操作，并影响功率级频率响应传递函数。因此，可以观察到一些输出纹波增加。TPS28225驱动器设计为具有固定延迟部分的短自适应死区时间，消除了有效占空比的风险在所述边界条件下的调制。

7.3.8热关机

如果结温超过160°C，热关断电路将使两个栅极驱动器输出电压降低和降低从而关闭低侧和高侧功率场效应管。当驱动器在热关机后冷却到140°C以下时，它将恢复正常操作，并遵循来自外部控制电路的PWM输入和EN/PG信号。在热关机状态下，内部MOSFET将EN/PG引脚拉低，从而设置一个标志，指示驱动器未准备好继续正常操作。通常，驱动器位于MOSFET附近，这通常是PCB上最热点。因此，TPS28225可作为整个系统过热的额外保护。

7.4设备功能模式

TPS28225设备功能模式真值表。

（1）要退出三态状态，PWM信号应变低。在重新进入三态状态之前，需要一个低PWM输入信号，然后是一个高PWM输入信号。

8应用和实施

注释
以下应用章节中的信息不是TI组件规范的一部分，TI不保证其准确性或完整性。TI的客户负责确定部件的适用性。客户应验证和测试其设计实现，以确认系统功能。

8.1应用信息
为了实现功率器件的快速切换并减少相关的开关功率损耗，在控制器的PWM输出和功率半导体器件的栅极之间采用了强大的MOSFET驱动器。此外，当PWM控制器无法直接驱动开关器件的MOSFET时，MOSFET驱动器是必不可少的。随着数字电源的出现，经常会遇到这种情况，因为来自数字控制器的PWM信号通常是3.3V逻辑信号，无法有效打开电源开关。需要电平转换电路将3.3伏信号提升至栅极驱动电压（例如12伏）为了完全开启功率装置并将传导损耗降至最低。基于图腾极排列的NPN/PNP双极晶体管的传统缓冲驱动电路是发射极跟随器配置，由于缺乏电平转移能力，因此无法满足数字功率的要求。MOSFET驱动器有效地结合了电平转移和缓冲驱动功能。
MOSFET驱动器还发现了其他需求，例如通过将高电流驱动器物理定位在功率开关附近来最小化高频开关噪声的影响，驱动栅极驱动变压器和控制浮动功率器件栅极，通过将栅极电荷功率损耗从控制器移动到驱动器来减少控制器中的功耗和热应力。

8.2典型应用
图25中的DC-DC转换器显示了多相大电流降压电源中TPS28225的示意图（仅显示了一相）。该设计使用一个高侧MOSFET Q10和两个低侧MOSFET Q8和Q9，后者并联连接。TPS28225由多相降压直流-直流控制器控制，如TPS40090。由于TPS28225具有内部直通保护，每个通道只需要一个PWM控制信号。

图25。四相VRM参考设计中由TPS28225驱动器驱动的四相之一

8.2.1设计要求
VRM参考设计能够每相驱动35 A。在本例中，其标称输入电压为12 V，公差范围为±5%。开关频率为500 kHz。标称占空比为10%，因此低侧MOSFET在90%的时间内导通。通过选择较低的RD（on），开关元件的传导损耗最小化。

8.2.2详细设计程序

通过改变R32可以限制自举电流，以防止自举电容器过充电，并减缓高压侧MOSFET的导通过渡。这降低了开关节点的峰值幅度和振铃。此外，它将低侧MOSFET的Cdv/dt诱导击穿的可能性降至最低。由C50和R51以及C51和R52组成的缓冲器有助于降低开关噪声。
输出组件的选择考虑了快速瞬态响应的要求。对于输出电容器，由于输出电压的快速变化，选择较小的电容值。这些变化还需要具有低电感的电感器。由于占空比小，低侧MOSFET的导电时间长。选择两个低侧MOSFET以提高热性能和效率。

8.2.2.1 TPS28225驱动器驱动的四相

当使用相同的功率级图25时，具有最佳驱动电压和最佳死区时间的驱动器可以将效率提高到5%。与5伏驱动相比，最佳8伏驱动电压有助于提高2%-3%的效率，剩余的1%-2%可归因于减少了死区时间。7-V至8-V驱动电压最适合在400 kHz以上的开关频率范围内工作，可以通过观察现代场效应管的典型RDS（on）曲线作为其栅极驱动电压的函数来说明。如图26所示。
图26和图27显示，5伏驱动电压下的RDS（on）远大于7伏驱动电压下的RDS（on），高于7伏时，RDS（on）曲线几乎平坦。这意味着，从5伏驱动移动到8伏驱动可以提高效率，因为8伏时MOSFET的RD（on）较低。将驱动电压从8伏进一步增加到12伏只会略微降低传导损耗，但驱动器内部耗散的功率显著增加（增加125%）。驱动器在5-V、8-V和12-V驱动下耗散的功率，作为400kHz至800kHz开关频率的函数。应注意的是，即使在400 kHz开关频率下，12-V驱动器也超过SOIC-8封装允许的最大耗散功率。

8.2.2.2切换MOSFET

在高开关频率下有效驱动MOSFET需要特别注意布局和减少寄生电感。需要在驱动芯片和封装级别以及PCB布局级别进行努力，以保持寄生电感尽可能低。图28显示了通过对其CGS栅极电容充电来开启和关闭MOSFET期间的主要寄生电感和电流。

ISOURCE电流对栅极电容器充电，ISINK电流对其放电。栅极电压的上升和下降时间定义了MOSFET的开关速度。数据表中规定的上部和下部驱动器的定时参数如图16和图17所示，其中3-nF负载电容器已用于表征数据。基于这些实际测量结果，图29和图30中的分析曲线显示了负载电容器放电期间上部和低压侧驱动器的输出电压和电流。左边的波形显示了电压和电流随时间的变化，而右边的波形显示了快速切换期间电压和电流之间的关系。这些波形显示了实际的开关过程及其因寄生电感而受到的限制。静态VOUT/IOUT曲线显示在许多MOSFET驱动器的数据表和规范并不复制实际的开关条件，为用户提供的信息有限。
需要尽可能快地关闭MOSFET，以减少开关损耗。因此，TPS28225驱动器的输出阻抗非常低，指定为0.4Ω 典型用于下部驱动器和1Ω 典型用于直流电流下的上部驱动器。假设驱动电压为8-V且无寄生电感，可以预期下部和上部驱动器的初始吸收电流振幅分别为20 A和8 A。对于栅极电容器的纯R-C放电电路，电压和电流波形预计为指数波形。然而，由于寄生电感，实际波形有一些振铃，下部驱动器的峰值电流约为4 A，上部驱动器的峰值电流约为2.5 A（图29和图30）。下部驱动路径的总寄生电感估计为4 nH，上部驱动路径的总寄生电感估计为6 nH。对于SOIC-8封装，驱动器的内部寄生电感（包括键合导线和封装引线的电感）可以估计为下栅极2 nH，上栅极4 nH。使用DFN-8封装可将内部寄生电感降低约50%。

图29。LGATE关断电压和漏电流与时间的关系（相关开关图（右））

图30。UGATE关断电压和漏电流与时间的关系（相关开关图（右））

8.2.2.3材料清单

有关此特定示例，请参见表3。组件供应商不限于下表所示的供应商。应该注意的是，在这个例子中，功率MOSFET封装是在顶部选择漏极的。去耦电容器C47、C48、C65和C66的外形较低。这使得设计者能够满足良好的布局规则，并使用电隔离和导热垫在FET顶部放置散热器。

8.2.3应用曲线

使用TPS28225驱动器和8伏驱动器在不同开关频率下实现的效率使用图25中功率级的类似工业5伏驱动器如图31、图32、图33、图34和图35所示。

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