囯民技术电话面试20200910

1、两级运放中零极点的位置？主极点在哪，次极点在哪？加入密勒补偿以后，怎么变化的？如果电流增大，会有什么变化？

第一极点在第二级运放的输入和输出之间，次极点在第二级输出，加入密勒电容以后，主极点的电容增加了(1+A)Cc，因此主极点往原点位置靠近，次极点等效电容式(1+1/A)Cc,但是高频的时候，把密勒电容看成短路，这时候的输出阻抗就会减小，从RL减小为1/gm，所以次极点会往原离原点位置。当电流增大的时候，此时gm增大，这时候的输出阻抗会变得更小，次极点会更加远离原点位置，系统变得更加稳定。

2、大信号输入和小信号输入的输出波形是什么样的？

大信号输入，如果超出了压摆率的限制，那么输出波形是一条斜线，如果没有超出压摆率限制的话，则是表现指数形式。小信号输出的话，是指数形式

3、噪声应该怎么减小？会有什么影响？

首先，共源共栅上面的噪声可以忽略，因为共源噪声可以忽略，而共栅不产生噪声，第二级的产生的噪声除以增益就是等效输入噪声，而第一级主要是提供增益，所以第二级是噪声可以忽略的，主要噪声来源是输入管的噪声，通过提高输入管的尺寸，增大面积可以减小噪声，但是会有增加寄生电容，失调电压也是可以通过增大面积来减小，减小工艺失配.

(E-MOSFET指增强型，一般使用都是增强型器件。耗尽型器件阈值电压为负的，电压等于0即可导通，一般不使用。以下器件均为只针对增强型)

4、温度上升迁移率，阈值电压怎么变化？

迁移率和阈值电压都会下降，温度上升，载流子的散射运动加强，载流子的碰撞概率增大。因此根据公式\(μ=v/E\)，速度下降，迁移率下降。

阈值电压，阈值电压就是使半导体表面产生反型层(导电沟道)所需要加的栅极电压。当温度T升高时，半导体Fermi能级将趋向于禁带中央变化，则半导体Fermi势ψB减小，从而导致更加容易达到ψs≥2ψB的反型层产生条件，所以阈值电压降低。

此外，N型半导体费米能级靠近导带，增大掺杂浓度可能导致费米能级进入导带，P型半导体费米能级靠近价带，增大掺杂浓度可能导致费米能级进入价带。所以增大掺杂浓度，费米能级和禁带中央之间的电势φB增大，所以φs>2φB，才能形成反型层的电势增加，即所需的栅极电压增大，阈值电压增大。

5、为什么短沟道MOSFET的饱和源-漏电流并不完全饱和？

对于短沟道MOSFET，引起输出源-漏电流饱和的原因基本上有两种：一种是沟道夹断所导致的电流饱和；另一种是速度饱和所导致的电流饱和。

对于沟道夹断的饱和，因为夹断区的长度会随着其上电压的增大而有所增大，则使得剩余沟道的长度也将随着源-漏电压而减短，从而就会引起源-漏电流相应地随着源-漏电压而有所增大——输出电流不完全饱和。不过，这种电流不饱和的程度与沟道长度有关：对于长沟道MOSFET，这种夹断区长度随源-漏电压的变化量，相对于整个沟道长度而言，可以忽略，所以这时沟道夹断之后的源-漏电流近似为“饱和”的；但是对于短沟道MOSFET，这种夹断区长度随源-漏电压的变化量，相对于整个沟道长度而言，不能忽略，所以沟道夹断之后的源-漏电流将会明显地随着源-漏电压的增大而增加——不饱和。

对于速度饱和所引起的电流饱和情况，一般说来，当电场很强、载流子速度饱和之后，再进一步增大源-漏电压，也不会使电流增大。因此，这时的饱和电流原则上是与源-漏电压无关的。

对于短沟道MOSFET，还有一个导致电流不饱和的重要原因，即所谓DIBL(漏极感应源端势垒降低)效应。因为源区与沟道之间总是存在一个高低结所造成的势垒，当源-漏电压越高，就将使得该势垒越低，则通过沟道的源-漏电流越大，因此输出电流不会饱和。(DIBL：漏端电压的上升有助于将电子吸引到栅极氧化层下方，所以栅极所需的电压减小，阈值电压减小，此外，随着VDS的上升，由于阈值电压下降，所以漏电流会上升)

总之，导致短沟道MOSFET电流不饱和的因素主要有沟道长度调制效应和DIBL效应

6、为什么MOSFET的饱和源-漏电流与饱和电压之间具有平方的关系？

增强型MOSFET(E-MOSFET)的饱和源-漏电流表示式为 饱和电压(VGS-VT)就是沟道夹断时的源-漏电压。在MOSFET的转移特性(IDsat～VGS)曲线上，E-MOSFET的饱和源-漏电流IDsat与饱和电压(VGS-VT)的关系即呈现为抛物线。导致出现这种平方关系的原因有二：

①沟道宽度越大，饱和源-漏电流越大，饱和电压也就越高；

②电流饱和就对应于沟道夹断，而夹断区即为耗尽层，其宽度与电压之间存在着平方根的关系，这就导致以上的平方结果。正因为MOSFET具有如此平方的电流-电压关系，所以常称其为平方率器件。

7、为什么一般MOSFET的饱和源-漏电流具有负的温度系数？

漏电流公式中：KP,μ(主要是晶格振动散射起作用)，Vth都是负温度系数，都是随着温度上升而下降，唯一的热电压VT是正温度系数随着温度上升而上升，事实上，在低Vgs时，阈值电压器主导作用，此时电流上升，在高Vgs时，迁移率主导作用，电流下降，当两者下降的程度一样的时候，电流不变。

综合以上阈值电压和载流子迁移率这两种因素的不同影响，则根据MOSFET饱和电流的表示式即可得知：

①当饱和电压(VGS-Vth)较大(即VGS>>Vth)时，阈值电压温度关系的影响可以忽略，则输出源-漏电流的温度特性将主要决定于载流子迁移率的温度关系，即具有负的温度系数(温度升高，大VGS,迁移率起主要作用，迁移率下降，IDS下降)；

②当饱和电压(VGS-Vth)较小(即VGS～Vth)时，则输出源-漏电流的温度特性将主要决定于阈值电压的温度关系，从而具有正的温度系数(温度升高，小VGS，阈值电压起主要作用，阈值电压下降，IDS也增大)。

而对于一般的MOSFET，为了获得较大的跨导，往往把饱和电压(VGS-VT)选取得较大，因此可以不考虑阈值电压的影响，于是饱和源-漏电流通常都具有负的温度系数。也因此，一般的MOSFET都具有一定的自我保护的功能，则可以把多个管芯直接并联起来，也不会出现因电流分配不均匀而引起的失效；利用这种并联管芯的办法即可方便地达到增大器件输出电流的目的(实际上，功率MOSFET就是采用这种措施来实现大电流的)。

8、为什么MOSFET的饱和区跨导大于线性区的跨导？

饱和区与线性区都是出现了沟道的状态，但是它们的根本差别就在于沟道是否被夹断。电压对沟道宽度的影响是：栅极电压将使沟道长度均匀地发生变化，源-漏电压将使沟道长度不均匀地发生变化(则会导致沟道首先在漏极端夹断)。

在线性区时，由于源-漏电压较低，则整个沟道的长度从头到尾变化不大，这时栅极电压控制沟道导电的能力相对地较差一些，于是跨导较小。同时，随着源-漏电压的增大，沟道长度的变化增大，使得漏端处的沟道长度变小，则栅极电压控制沟道导电的能力增强，跨导增大。

而在饱和区时，源-漏电压较高，沟道夹断，即在漏极端处的沟道长度为0，于是栅极电压控制沟道导电的能力很强(微小的栅极电压即可控制沟道的导通与截止)，所以这时的跨导很大。因此，饱和区跨导大于线性区跨导。

可见，沟道越是接近夹断，栅极的控制能力就越强，则跨导也就越大；沟道完全夹断后，电流饱和，则跨导达到最大——饱和跨导。(饱和区沟道夹断，有效长度减小，而线性区没有发生沟道夹断，所以gm饱和区更大)

9、为什么MOSFET的饱和跨导一般与饱和电压成正比？但为什么有时又与饱和电压成反比？

①在源-漏电压VDS一定时：由E-MOSFET的饱和电流IDsat对栅电压的微分，即可得到饱和跨导gmsat与饱和电压(VGS-VT)成正比： 这种正比关系的得来，是由于饱和电压越高，就意味着沟道越不容易夹断，则导电沟道厚度必然较大，因此在同样栅极电压下的输出源-漏电流就越大，从而跨导也就越大。

②在饱和电流IDsat一定时：饱和跨导gmsat却与饱和电压(VGS-VT)成反比： 这是由于饱和电压越高，就意味着沟道越难以夹断，则栅极的控制能力就越小，即跨导越小。

总之，在源-漏电压一定时，饱和跨导与饱和电压成正比，而在源-漏电流一定时，饱和跨导与饱和电压成反比。这种相反的比例关系，在其他场合也存在着，例如功耗P与电阻R的关系：当电流一定时，功耗与电阻成正比(P=IV=I2R)；当电压一定时，功耗与电阻成反比(P=IV=V2/R)。

10、为什么MOSFET的线性区源-漏电导等于饱和区的跨导(栅极跨导)？(没看懂)

MOSFET的线性区源-漏电导gdlin和饱和区的栅极跨导gmsat，都是表征电压对沟道导电、即对源-漏电流控制能力大小的性能参数。

在线性区时，沟道未夹断，但源-漏电压将使沟道宽度不均匀；这时源-漏电压的变化，源-漏电导gdlin即表征着在沟道未夹断情况下、源-漏电压对源-漏电流的控制能力，这种控制就是通过沟道宽度发生不均匀变化而起作用的。

而饱和区的栅极跨导——饱和跨导gmsat是表征着在沟道夹断情况下、栅-源电压对源-漏电流的控制能力，这时剩余沟道的宽度已经是不均匀的，则这种控制也相当于是通过沟道宽度发生不均匀变化而起作用的，因此这时的栅极跨导就等效于线性区源-漏电导：

11、为什么在MOSFET的栅-漏转移特性上，随着栅-源电压的增大，首先出现的是饱和区电流、然后才是线性区电流？(没看懂)

E-MOSFET的栅-漏转移特性如图1所示。在栅-源电压VGS小于阈值电压Vth时，器件截止(没有沟道)，源-漏电流电流很小(称为亚阈电流)。

在VGS>Vth时，出现沟道，但如果源-漏电压VDS=0，则不会产生电流；只有在VGS>Vth和VDS>0时，才会产生电流，这时必然有VDS >(VGS-Vth)，因此MOSFET处于沟道夹断的饱和状态，于是源-漏电流随栅-源电压而平方地上升。相应地，饱和跨导随栅-源电压而线性地增大，这是由于饱和跨导与饱和电压(VGS-Vth)成正比的缘故。

而当栅-源电压进一步增大，使得VDS

12、为什么MOSFET的电流放大系数截止频率fT与跨导gm成正比？

MOSFET的fT就是输出电流随着频率的升高而下降到等于输入电流时的频率。器件的跨导gm越大，输出的电流就越大，则输出电流随频率的下降也就越慢，从而截止频率就越大，即fT与gm有正比关系。由于fT与gm的正比关系，就使得fT与饱和电压(VGS-Vth)也有正比关系，从而高频率就要求较大的饱和电压。

13、为什么提高MOSFET的频率与提高增益之间存在着矛盾？

MOSFET的高频率要求它具有较大的跨导，而在源-漏电压一定的情况下，较大的跨导又要求它具有较大的饱和电压(VGS-Vth)，所以高频率也就要求有较大的饱和电压。因为MOSFET的电压增益是在源-漏电流一定的情况下、输出电压VDS对栅-源电压VGS的微分，则饱和状态的电压增益Kvsat将要求器件具有较小的饱和电压(VGS-VT)： 这是由于在IDsat一定时，饱和电压越低，饱和跨导就越大，故Kvsat也就越大。

可见，提高频率与增大电压增益，在对于器件饱和电压的要求上存在着矛盾。因此，在工作电流IDsat一定时，为了提高电压增益，就应该减小(VGS-VT)和增大沟道长度L。这种考虑对于高增益MOSFET具有重要的意义；但是这种减小(VGS-VT)的考虑却对于提高截止频率不利。

14、为什么E-MOSFET的栅-源短接而构成的MOS二极管存在着“阈值损失”？

这种集成MOS二极管的连接方式及其伏安特性。因为栅极与漏极短接，则VGS=VDS。因此，当电压较小(VGS=VDS(VGS－VT)关系，于是出现了沟道、但总是被夹断的，所以器件处于饱和状态，输出源-漏电流最大、并且饱和，为恒流源。

由于VGS=VDS，所以这种二极管的输出伏安特性将与转移特性完全一致。因为MOSFET的饱和输出电流IDsat与饱和电压(VGS－VT)之间有平方关系，所以该二极管在VGS=VDS≥VT时的输出伏安特性为抛物线关系，并且这也就是其转移特性的关系。

所谓阈值损失，例如在门电路中，是输出高电平要比电源电压低一个阈值电压大小的一种现象。由E型,栅-漏短接的MOS二极管的伏安特性可以见到，当其输出源-漏电流IDS降低到0时，其源-漏电压VDS也相应地降低到VT。这就意味着，这种二极管的输出电压最低只能下降到VT，而不能降低到0。这种“有电压、而没有电流”的性质，对于用作为有源负载的这种集成MOS二极管而言，就必将会造成阈值损失。

15、为什么在MOSFET中存在有BJT的作用？这种作用有何危害？

①对于常规的MOSFET：如图3(a)所示，源区、漏区和p衬底即构成了一个npn寄生晶体管。当沟道中的电场较强时，在夹断区附近的电子即将获得很大的能量而成为热电子，然后这些热电子通过与价电子的碰撞、电离，就会形成一股流向衬底的空穴电流Ib；该过衬底电流就是寄生晶体管的基极电流，在热电子效应较严重、衬底电流较大时，即可使寄生晶体管导通，从而破坏了MOSFET的性能。这种热电子效应的不良影响往往是较短沟道MOSFET的一种重要失效机理。

②对于CMOS器件：在CMOS器件的芯片中，存在着npnp的四层结构——晶闸管。当其中的BJT因为热电子效应而导通时，即可发生所谓“闩锁效应”、而导致器件失效。

③对于VDMOSFET：观察图3(b)中的结构，即可见到，当器件正向导通时，其中存在一个工作于放大状态的寄生n-p-n晶体管(n+源区是发射区，n-外延层是集电区，p沟道是基区)。该寄生晶体管的可能导电通道是与MOSFET的ID相并联的，故在VDMOSFET工作时，必须要注意防止寄生晶体管导通；否则，寄生晶体管的导通就可能引起二次击穿，使得功率MOSFET完全失去功能。

为了避免VDMOSFET在正向工作时、其中寄生n-p-n晶体管的导通，可以设法使寄生晶体管的电流放大系数变得很小、甚至减至为0——采用“阴极短路技术”，即把寄生晶体管的发射极与基极短接起来，工艺上就通过把发射区(源极区)的金属电极延伸到沟道体区的表面上来实现。因为这种阴极短路结构截断了发射极注入载流子的功能，所以能够防止寄生晶体管的导通。

对于VDMOSFET，在采用了阴极短路结构之后，实际上又恰恰在器件内部形成了一个p-n-n+二极管，这个二极管与VDMOSFET是反向并联的，这也就顺便地在VDMOSFET中设置了一个阻尼二极管(续流二极管)，该二极管对于泄放反向电动势、防止主体晶体管的击穿具有重要作用。

16、为什么在VDMOSFET中存在有JFET的作用？有何不良影响？

源-漏电流是从芯片表面向下流动的，并在电流通路的两侧是pn结，因此这种电流输运的过程，从工作原理上来看，就相当于是一个寄生JFET。从而可以把VDMOSFET等效为一个MOSFET与一个寄生JFET的串联组合，其中很大部分n-漂移区就相当于是寄生JFET的沟道。

由于JFET的输出交流电阻非常大，同时也因为较高的源-漏电压而具有很大的输出直流电阻，所以就使得VDMOSFET的导通电阻大大增加，因此n-漂移区的厚度和掺杂浓度对整个器件性能的影响都较大。

为了消除VDMOSFET中寄生JFET的影响，以降低导通电阻，就必须在结构上加以改变，由此发展出了V形槽栅、U形槽栅和沟槽(Trench)栅等结构的MOSFET。

17、IGBT和MCT都是MOS栅极控制的功率场效应晶体管，为什么说它们是两种完全不同的器件？

IGBT(绝缘栅双极型场效应晶体管)和MCT(MOS控制晶闸管)的共同点主要有：

①都是MOS栅极控制的器件，则具有功率场效应晶体管的优点；

②在结构上，其中都存在着四层、三结的晶闸管结构，因此在一定条件下会出现阳极电流闩锁效应；

③它们都可以采用多个元胞并联的结构，因此可以获得很大的工作电流；

③它们都是有两种载流子参与工作的器件，因此都是双极型的场效应晶体管，导通电阻低，但开关速度也相对地要比MOSFET的低。

IGBT和MCT的最大不同点就在于它们的工作状态和性质不相同，因此说它们是两种完全不同的器件：

①IGBT的工作电流主要是通过MOS沟道的电流，而其中的晶闸管电流是需要极力避免的(IGBT的最大工作电流——擎住电流就是其中晶闸管不导通时的电流)，因此从本质上来看，IGBT基本上是一种MOSFET，因此IGBT具有MOS器件的许多优点，例如较强的栅极的控制能力和较低的驱动功率(因为有很大的输入电阻和较小的输入电容之故)。

而MCT与IGBT的恰恰相反，它的工作电流主要是晶闸管电流，至于MOS沟道的电流，则主要是起着触发晶闸管导通或者关断的作用，不是MCT的主要工作电流，因此从本质上来看，MCT基本上是一种晶闸管——双极型器件，从而MCT具有导通电阻很低、耐压很高、功率容量很大的优点。

②IGBT虽然在本质上是一种MOS器件，但又不同于一般的MOSFET，因为IGBT在导通工作时，有少数载流子注入到高阻的耐压层(漂移区)，可以产生电导调制，则它的导通电阻较小，增大了器件的电流容量(电流密度要比VDMOSFET的高2～3倍)；同时由于高阻耐压层的引入而提高了工作电压。因此IGBT的功率容量很大。只是IGBT的开关速度，由于少数载流子的引入而相应地有所降低。

③虽然MCT本质上是一种晶闸管，而且MOS栅极可以关断阳极电流，但MCT又不同于一般的可关断晶闸管(GTO)。因为MCT实际上是一种把单极型的MOSFET与双极型的晶闸管组合而成的复合型器件，也是一种所谓Bi-MOS器件，所以它具有MOS器件和双极型器件二者的长处：较强的栅极控制能力，较低的驱动功率，较高的开关速度，较大功率容量。

16、电流镜中如何减小阈值电压失配，以及跨导参数失配(Kp=μCox)?

提高过驱动电压，可以减小阈值电压失配，提高跨导参数可以减小跨导参数失配(CMOS尺寸减小，tox减小，Cox增大)

阈值电压失配：

定量分析：

定性分析：电流镜电流一定的情况下，阈值电压失配出现在过驱动电压里，为了减小阈值电压在过驱动电压中的影响，可以减小阈值电压在过驱动电压中的占比，增大Vgs即增大过驱动电压，而减小W/L。

跨导参数失配Kp(μCox)

定量分析：

定性分析：CMOS尺寸减小，栅氧化层厚度减小tox，因此Cox增大即Kp增大

17、对于折叠式共源共栅放大器，Vos主要是哪几个产生的？

对于共源共栅放大器，忽略共源放大器的沟道长度调制效应，从噪声电流考虑，共栅放大器，Id+In=0，没有噪声电流经过输出。从噪声电压考虑，Vn在共栅的栅极到输出端的Vout等于等效于带源极负反馈的共源放大器：Av=gmRd/1+gmRs，，Rs较大，因此共栅的噪声电压可以忽略不计；对于共源放大器，从噪声电压考虑，输入到输出，相当于带负载的共源放大器：Av=gmRd，因此共源放大器的噪声不能忽略。

18、画出在Nwell中的PNP