运算放大器基本结构及频响

绪论
基本结构
运放设计
频响
- 增益
- 开环
- 闭环
- 回到开环

绪论

运放设计{结构设计增益，级数，五管差分基本够用了参数设计MOS的（W/L），补偿电容C运放设计\begin{cases}结构设计&增益，级数，五管差分基本够用了\\参数设计&MOS的（W/L），补偿电容C\end{cases}运放设计{结构设计参数设计增益，级数，五管差分基本够用了MOS的（W/L），补偿电容C

基本结构

图1. 运放拓扑结构
第一级一般为差放，第二级为提高增益一般为共源，如果增益不够，第二级可进行级联放大，第三级为可选项，如果输出端需要电平移位或者电流驱动，那么第三级就设计为一个Buffer（CD结构）
图2. 基本运放的电路结构

如图所示，五管基本差分对作第一级，共源放大作第二级
此时需要注意，由于差放输出端为PMOS漏端输出，所以共源放大的放大管需要选用PMOS，负载管可用NMOS。
原因：

如果用NMOS做放大，NMOS源极接地，饱和时VGSV_{GS}VGS为1V左右，导致差放输出端共模电平被拉低，由于M7的钳位作用，M2会进入线性区。
降低M3与M4的失配，如果VGS6=VGS3V_{GS6}=V_{GS3}VGS6=VGS3，那么静态时，M3、M4失调为0

差放的输出端要与共源放大匹配\color{blue}差放的输出端要与共源放大匹配差放的输出端要与共源放大匹配
PMOS差放用NMOS作CS的放大管，PMOS作负载管
如果运放中间级有CD，起到电平移位效果

图3. 推挽输出的差放

Vin1V_{in1}Vin1经过M3和M9两级共源放大到M6栅端，相位不变
Vin2V_{in2}Vin2经过M4一级共源放大到M7栅端，相位反了一下，与Vin1V_{in1}Vin1相同
所以，M6、M7构成推挽放大结构\color{blue}M6、M7构成推挽放大结构M6、M7构成推挽放大结构
只是Vin1V_{in1}Vin1的两级放大增益不高，因为都是二极管负载，Av1=gm3gm1gm9gm8<∣Av2∣=gm4gd2A_{v1}=\frac{g_{m3}}{g_{m1}}\frac{g_{m9}}{g_{m8}}<\mid A_{v2}\mid=\frac{g_{m4}}{g_{d2}}Av1=gm1gm3gm8gm9<∣Av2∣=gd2gm4
所以此推挽放大M7起到主要作用，M6更像负载，如果M6也起到主要放大作用，那么它也需要Miller电容
在基本的五管差分对输出级接CD，进行电平移位也可以进行推挽输出

运放设计

步骤：

确定结构
静态工作点（静态电流，VDDV_{DD}VDD，过驱动电压，负载）
交流参数（带宽，增益）
瞬态特性（大信号）

基本要求{低频增益Av0带宽GBW基本要求\begin{cases}低频增益A_{v0}\\带宽GBW\end{cases}基本要求{低频增益Av0带宽GBW
约束条件{稳定性静态功耗面积约束条件\begin{cases}稳定性\\静态功耗\\面积\end{cases}约束条件⎩⎪⎨⎪⎧稳定性静态功耗面积

我们试着计算一下：
SMIC的0.13μm\mu mμm工艺
kn′=182.7μA/V2k_{n}^{'}=182.7\mu A/V^{2}kn′=182.7μA/V2，kp′=54.3μA/V2k_{p}^{'}=54.3\mu A/V^{2}kp′=54.3μA/V2，VTN=0.55VV_{TN}=0.55VVTN=0.55V，VTP=−0.65VV_{TP}=-0.65VVTP=−0.65V
VAN0=20V/μmV_{AN0}=20V/\mu mVAN0=20V/μm，VAP0=50V/μmV_{AP0}=50V/\mu mVAP0=50V/μm；γn=γp≈0.82V12\gamma_{n}=\gamma_{p}\approx 0.82V^{\frac{1}{2}}γn=γp≈0.82V21
ISS=10μAI_{SS}=10\mu AISS=10μA，I1=5μAI_{1}=5\mu AI1=5μA，I2=5μAI_{2}=5\mu AI2=5μA，Iout−max=10μAI_{out-max}=10\mu AIout−max=10μA，Δ=0.2V\Delta=0.2VΔ=0.2V（SI）

我们首先确定结构为五管差分对
根据IDS=12k′(WL)Δ2I_{DS}=\frac{1}{2}k^{'}(\frac{W}{L})\Delta^{2}IDS=21k′(LW)Δ2，电流为5μA5\mu A5μA，Δ=0.2V\Delta=0.2VΔ=0.2V。解得(WL)N=3.6541→0.74μm0.2μm(\frac{W}{L})_{N}=\frac{3.654}{1}\rightarrow \frac{0.74\mu m}{0.2\mu m}(LW)N=13.654→0.2μm0.74μm，(WL)P=1.0861→0.22μm0.2μm(\frac{W}{L})_{P}=\frac{1.086}{1}\rightarrow \frac{0.22\mu m}{0.2\mu m}(LW)P=11.086→0.2μm0.22μm
gm2=2IDSΔ=5×10−5Sg_{m2}=\frac{2I_{DS}}{\Delta}=5\times10^{-5} Sgm2=Δ2IDS=5×10−5S，
gd2=IDSλN=IDSVAN0L=1.25×10−6Sg_{d2}=I_{DS}\lambda_{N}=\frac{I_{DS}}{V_{AN0}L}=1.25\times10^{-6} Sgd2=IDSλN=VAN0LIDS=1.25×10−6S
gd4=IDSλP=IDSVAP0L=5×10−7Sg_{d4}=I_{DS}\lambda_{P}=\frac{I_{DS}}{V_{AP0}L}=5\times10^{-7} Sgd4=IDSλP=VAP0LIDS=5×10−7S
Av=−gm2gd2+gd4=−28.6A_{v}=-\frac{g_{m2}}{g_{d2}+g_{d4}}=-28.6Av=−gd2+gd4gm2=−28.6

gm=2IDSΔg_{m}=\frac{2I_{DS}}{\Delta}gm=Δ2IDS
rd=1λIDS=VA0LIDSr_{d}=\frac{1}{\lambda I_{DS}}=\frac{V_{A0}L}{I_{DS}}rd=λIDS1=IDSVA0L
通过改变L，改进增益

频响

增益

电路中有两种电容：{节点电容不存在相互耦合Miller电容从输出端跨接到输入端，既有前馈，又有反馈\begin{cases}节点电容 & 不存在相互耦合\\Miller电容 & 从输出端跨接到输入端，既有前馈，又有反馈\end{cases}{节点电容Miller电容不存在相互耦合从输出端跨接到输入端，既有前馈，又有反馈
一般的两级运放，DP+CS
DP输出端有电容，输出阻抗又高，出现增益随频率变化，CS输出端同样如此
先考虑开环情况

图4. 高频响应

低频不考虑电容C1、C2。Av0=gm1ro1⋅gm2ro2A_{v0}=g_{m1}r_{o1}\cdot g_{m2}r_{o2}Av0=gm1ro1⋅gm2ro2
高频考虑电容容抗，S域容抗为：Rc=1sC=1jwCR_{c}=\frac{1}{sC}=\frac{1}{jwC}Rc=sC1=jwC1
所以，Av(s)=Vo(s)Vi(s)=gm11ro1+sC1⋅gm21ro2+sC2=Av0(1+sro1C1)(1+sro2C2)A_{v}(s)=\frac{V_{o}(s)}{V_{i}(s)}=\frac{g_{m1}}{\frac{1}{r_{o1}}+sC_{1}}\cdot \frac{g_{m2}}{\frac{1}{r_{o2}}+sC_{2}}=\frac{A_{v0}}{(1+sr_{o1}C_{1})(1+sr_{o2}C_{2})}Av(s)=Vi(s)Vo(s)=ro11+sC1gm1⋅ro21+sC2gm2=(1+sro1C1)(1+sro2C2)Av0
从公式可知，随着频率的提高，分母变大，增益逐步降低
令p=1RCp=\frac{1}{RC}p=RC1，定义ppp为极点
Av=Av0(1+sp1)(1+sp2)A_{v}=\frac{A_{v0}}{(1+\frac{s}{p_{1}})(1+\frac{s}{p_{2}})}Av=(1+p1s)(1+p2s)Av0
当分母为0时，输出端趋于∞\infty∞，这个频点就是极点
s=−p1s=-p_{1}s=−p1，s=−p2s=-p_{2}s=−p2，p>0p>0p>0，所以极点在S域左半平面，系统稳定
在单级放大器的瞬态响应讲过，对于Av(s)=Av01+s/pA_{v}(s)=\frac{A_{v0}}{1+s/p}Av(s)=1+s/pAv0的电路，给输入端一个阶跃信号，输出端会有一个exp(−pt)exp(-pt)exp(−pt)的瞬态项https://blog.csdn.net/qq_44679914/article/details/120788540
如果−p<0-p<0−p<0，那么exp(−pt)exp(-pt)exp(−pt)才会随时间ttt的增加而收敛，否则输出端信号发散，这不是我们期望得到的结果

极点导致Av(s)=Av00→∞⇒vo(s)vin(s)=io(s)Xo(s)vin(s)⇒Xo(s)→∞A_{v}(s)=\frac{A_{v0}}{0}\rightarrow\infty\Rightarrow\frac{v_{o}(s)}{v_{in}(s)}=\frac{i_{o}(s)X_{o}(s)}{v_{in}(s)}\Rightarrow X_{o}(s)\rightarrow\inftyAv(s)=0Av0→∞⇒vin(s)vo(s)=vin(s)io(s)Xo(s)⇒Xo(s)→∞，输出端并联谐振
此时，输入为0则是振荡器，输入不为0是啥都不是

p=1RCp=\frac{1}{RC}p=RC1
RCRCRC越小，ppp越大，收敛速度越快；同样，RCRCRC越大，ppp越小，收敛速度越慢，这样不实用
但是增益又正比于输出阻抗R，所以精度与速度就产生了矛盾，选择合适的阻抗
跟随器R=1gmR=\frac{1}{g_{m}}R=gm1低阻，所以作为输出端时，电路响应快

开环

Av(s)=Av01+s/pA_{v}(s)=\frac{A_{v0}}{1+s/p}Av(s)=1+s/pAv0
随着sss也就是频率fff的增加，当s=ps=ps=p时，有Av(s)=Av01+j1=Av02∠45∘A_{v}(s)=\frac{A_{v0}}{1+j1}=\frac{A_{v0}}{\sqrt{2}}\angle45^{\circ}Av(s)=1+j1Av0=2Av0∠45∘
(a+jb=a2+b2∠arctan⁡ba)(a+jb=\sqrt{a^{2}+b^{2}}\angle\arctan\frac{b}{a})(a+jb=a2+b2∠arctanab)
此时增益由Av0→Av02A_{v0}\rightarrow\frac{A_{v0}}{\sqrt{2}}Av0→2Av0，在对数域相当于下降了3dB
我们定义此频点jw=s=p为−3dB点，此时相移为45∘\color{blue}我们定义此频点jw=s=p为-3dB点，此时相移为45^{\circ}我们定义此频点jw=s=p为−3dB点，此时相移为45∘

对于1+s/p=1+jw/p1+s/p=1+jw/p1+s/p=1+jw/p，arctan⁡wp⊂(0∘,90∘)\arctan\frac{w}{p}\subset(0^{\circ},90^{\circ})arctanpw⊂(0∘,90∘)
arctan⁡0.1=5∘\arctan0.1=5^{\circ}arctan0.1=5∘，arctan⁡10=85∘\arctan10=85^{\circ}arctan10=85∘
所以在极点ppp的左右十倍范围内，几乎完成所有的相移，我们采取线性近似，以相移45∘45^{\circ}45∘为中心作斜线近似，10p10p10p时相移90∘90^{\circ}90∘

随着频率继续增加，此时Av(s)=Av01+s/p≈Av0s/p=Av0psA_{v}(s)=\frac{A_{v0}}{1+s/p}\approx\frac{A_{v0}}{s/p}=\frac{A_{v0}p}{s}Av(s)=1+s/pAv0≈s/pAv0=sAv0p
频率（s）每提高10倍，增益下降10倍（20dB）,即20dB/dec
当增益下降为1，对数域0dB，我们定义此频点为GBW（0dB带宽），w=Av0p\color{blue}当增益下降为1，对数域0dB，我们定义此频点为GBW（0dB带宽），w=A_{v0}p当增益下降为1，对数域0dB，我们定义此频点为GBW（0dB带宽），w=Av0p

对于图4所示的两级运放
Av=Av0(1+sp1)(1+sp2)A_{v}=\frac{A_{v0}}{(1+\frac{s}{p_{1}})(1+\frac{s}{p_{2}})}Av=(1+p1s)(1+p2s)Av0
假设p1<p2p_{1}<p_{2}p1<p2
频率达到p1p_{1}p1后，增益衰减速度为20dB/dec，多一个极点多20dB衰减，达到p2p_{2}p2后40dB/dec
如果p1p_{1}p1与p2p_{2}p2靠的近，那么p2p_{2}p2会出现在GBW内部，并且GBWp2>10\frac{GBW}{p_{2}}>10p2GBW>10，那么不等频率达到GBW，相移已经达到180∘180^{\circ}180∘
如果p1p_{1}p1与p2p_{2}p2离得远，但p2p_{2}p2仍在GBW内部，但GBWp2<10\frac{GBW}{p_{2}}<10p2GBW<10，那么等频率达到GBW，相移小于180∘180^{\circ}180∘，但大于135∘135^{\circ}135∘

图5. 极点在GBW内
如果 p1p_{1}p1与 p2p_{2}p2离得很远，导致 p2p_{2}p2在GBW外部，那么等频率达到GBW，相移小于 135∘135^{\circ}135∘，但大于 90∘90^{\circ}90∘
图6. 极点在GBW外

闭环

我们通常将一个运放接成电压跟随器，通过对输入输出信号的检测，判断运放的闭环性能

图7. 电压跟随器

将输出信号反馈到反相输入端，Vin=VoV_{in}=V_{o}Vin=Vo
如果是理想运放，那么二者幅度和相位一致
可是根据对开环的分析，输出端在频率高到一定程度时相移180∘180^{\circ}180∘，此时反馈到输入端，Vo=−VinV_{o}=-V_{in}Vo=−Vin，变成了正反馈，输出疯狂
所以，正反馈是一定存在的，取决于频率给的够不够高\color{blue}所以，正反馈是一定存在的，取决于频率给的够不够高所以，正反馈是一定存在的，取决于频率给的够不够高
对于开环运放，一个极点就是90∘90^{\circ}90∘相移
我们来看一下闭环反馈：

图8. 闭环反馈

YoutAv=Xe=Xin−F⋅Yout\frac{Y_{out}}{A_{v}}=X_{e}=X_{in}-F\cdot Y_{out}AvYout=Xe=Xin−F⋅Yout
Avf=YoutXin=Av(s)1+F⋅Av(s)A_{vf}=\frac{Y_{out}}{X_{in}}=\frac{A_{v}(s)}{1+F\cdot A_{v}(s)}Avf=XinYout=1+F⋅Av(s)Av(s)
式中分子Av(s)A_{v}(s)Av(s)是前向通道的增益，分母是反馈深度1+F⋅Av(s)1+F\cdot A_{v}(s)1+F⋅Av(s)，T=F⋅Av(s)T=F\cdot A_{v}(s)T=F⋅Av(s)是环路增益，F是反馈系数，一般是电阻比，常量
随着频率的提高，相移导致正反馈的出现，Avf=Av(s)1−F⋅Av(s)A_{vf}=\frac{A_{v}(s)}{1-F\cdot A_{v}(s)}Avf=1−F⋅Av(s)Av(s)
如果T=F⋅Av(s)<1T=F\cdot A_{v}(s)<1T=F⋅Av(s)<1，Avf>0A_{vf}>0Avf>0，输出与输入同相，增益不大，系统稳定
如果T=F⋅Av(s)=1T=F\cdot A_{v}(s)=1T=F⋅Av(s)=1，那么Avf→∞A_{vf}\rightarrow\inftyAvf→∞，临界振荡
如果T=F⋅Av(s)>1T=F\cdot A_{v}(s)>1T=F⋅Av(s)>1，Avf<0A_{vf}<0Avf<0，输出与输入反相，振荡
所以，我们判断系统稳定程度的判据出现
判据1：相位裕度PM\color{blue}判据1：相位裕度PM判据1：相位裕度PM
看环路增益T=F⋅Av(s)=1T=F\cdot A_{v}(s)=1T=F⋅Av(s)=1时，解出频率，看它此时的相移φ\varphiφ距离10p210p_{2}10p2对应的相移，也就是距相移180∘180^{\circ}180∘还有多远，越远越好。相位裕度PM=180∘−φ\color{blue}相位裕度PM=180^{\circ}-\varphi相位裕度PM=180∘−φ
判据2：增益裕度GM\color{blue}判据2：增益裕度GM判据2：增益裕度GM
看φ=180∘\varphi=180^{\circ}φ=180∘的时候，环路增益T与1的距离，此时T越小正反馈回去的信号越少，系统越稳定，如果T=0.1T=0.1T=0.1，GM=−20dB−0dB=−20dBGM=-20dB-0dB=-20dBGM=−20dB−0dB=−20dB，T=0.01T=0.01T=0.01，GM=−40dB−0dB=−40dBGM=-40dB-0dB=-40dBGM=−40dB−0dB=−40dB
相位裕度是T=1T=1T=1，增益裕度是T<1T<1T<1，所以fGM>fPMf_{GM}>f_{PM}fGM>fPM
在单调系统中，这两个条件等价，其中一个成立即可\color{blue}在单调系统中，这两个条件等价，其中一个成立即可在单调系统中，这两个条件等价，其中一个成立即可
在不单调的系统中，两个条件都必须严格成立\color{blue}在不单调的系统中，两个条件都必须严格成立在不单调的系统中，两个条件都必须严格成立
正反馈时增益分母1−T，T<1⇔T=11-T，T<1\Leftrightarrow T=11−T，T<1⇔T=1时，系统是负反馈，相移小于180∘180^{\circ}180∘增益分母1+T1+T1+T
最基本的考虑就是，AF啥时候变负和啥时候为1，哪个前哪个后\color{blue}最基本的考虑就是，AF啥时候变负和啥时候为1，哪个前哪个后最基本的考虑就是，AF啥时候变负和啥时候为1，哪个前哪个后
为了方便研究闭环稳定性，我们需要回到开环

回到开环

对于二阶开环系统，其瞬态响应会出现一指数项exp(−pt)exp(-pt)exp(−pt)，这个瞬态项由主极点p1p_{1}p1决定，如果p2p_{2}p2固定，p1p_{1}p1越小，p2p_{2}p2越容易接近GBW以至于跑到GBW之外
p2越往外跑，PM越大，p2越往里跑，PM越小\color{blue}p_{2}越往外跑，PM越大，p_{2}越往里跑，PM越小p2越往外跑，PM越大，p2越往里跑，PM越小
甚至p2>10GBW→arctan⁡GBWp<arctan⁡0.1=5∘p_{2}>10GBW\rightarrow\arctan\frac{GBW}{p}<\arctan0.1=5^{\circ}p2>10GBW→arctanpGBW<arctan0.1=5∘，此时近似于一阶系统，只剩下一个极点，φ=90∘\varphi=90^{\circ}φ=90∘
PM=180∘−90∘=90∘PM=180^{\circ}-90^{\circ}=90^{\circ}PM=180∘−90∘=90∘，我去！这个相位裕度好高，可是它的p1p_{1}p1太小了，导致电路的瞬态响应太慢了，绝对稳定但不实用，不能上完电，再吃个火锅唱个歌回来看波形
我们为了提高响应速度，就只能牺牲稳定性，我们一般取PM=60∘\color{blue}我们为了提高响应速度，就只能牺牲稳定性，我们一般取PM=60^{\circ}我们为了提高响应速度，就只能牺牲稳定性，我们一般取PM=60∘

图9. 瞬态响应

PM=60∘PM=60^{\circ}PM=60∘没有PM=90∘PM=90^{\circ}PM=90∘稳定，但它响应快，电路速度快
PM<60∘PM<60^{\circ}PM<60∘，瞬态项会有一个过冲，PMPMPM越小，过冲越厉害，需要的稳定时间也越长
PM=0∘PM=0^{\circ}PM=0∘，不收敛，等幅振荡了

理论上我们只需要PM>0∘PM>0^{\circ}PM>0∘即可，但PMPMPM太小没有实用价值，考虑到工艺稳定性，PMPMPM很容易变成负的了，难为工艺工程师

但是有时候做不到PM=60∘，我们认为PM⊂(45∘,60∘)时，系统是实用的，是稳定的。这时φ⊂(120∘,135∘)\color{blue}但是有时候做不到PM=60^{\circ}，我们认为PM\subset(45^{\circ},60^{\circ})时，系统是实用的，是稳定的。这时\varphi\subset(120^{\circ},135^{\circ})但是有时候做不到PM=60∘，我们认为PM⊂(45∘,60∘)时，系统是实用的，是稳定的。这时φ⊂(120∘,135∘)
如果φ=135∘\varphi=135^{\circ}φ=135∘，那么我们认为p2=GBWp_{2}=GBWp2=GBW，此时arctan⁡GBWp2=arctan⁡1=45∘\arctan\frac{GBW}{p_{2}}=\arctan1=45^{\circ}arctanp2GBW=arctan1=45∘
如果φ=120∘\varphi=120^{\circ}φ=120∘，那么我们认为p2p_{2}p2在GBW之外，有arctan⁡GBWp2=arctan⁡30∘=13\arctan\frac{GBW}{p_{2}}=\arctan30^{\circ}=\frac{1}{\sqrt{3}}arctanp2GBW=arctan30∘=31，所以p2=3GBWp_{2}=\sqrt{3}GBWp2=3GBW，一般应用时取p2=2GBWp_{2}=2GBWp2=2GBW

为什么研究闭环稳定性要先看开环呢？
Avf=YoutXin=Av(s)1+F⋅Av(s)A_{vf}=\frac{Y_{out}}{X_{in}}=\frac{A_{v}(s)}{1+F\cdot A_{v}(s)}Avf=XinYout=1+F⋅Av(s)Av(s)
F=0F=0F=0，开环
F≠0F\neq0F=0，我们要求反馈系数0<F<10<F<10<F<1
如果频率不是很高，此时T>>1→Avf=Av(s)F⋅Av(s)=1FT>>1\rightarrow A_{vf}=\frac{A_{v}(s)}{F\cdot A_{v}(s)}=\frac{1}{F}T>>1→Avf=F⋅Av(s)Av(s)=F1
同相放大器：Avf=1+RfR1=R1+RfR1=1FA_{vf}=1+\frac{R_{f}}{R_{1}}=\frac{R_{1}+R_{f}}{R_{1}}=\frac{1}{F}Avf=1+R1Rf=R1R1+Rf=F1，(0<F<1)(0<F<1)(0<F<1)
随着f↑f\uparrowf↑，FFF不变，Av(s)↓A_{v}(s)\downarrowAv(s)↓，T>1→T=1→T<1→T<<1T>1\rightarrow T=1\rightarrow T<1\rightarrow T<<1T>1→T=1→T<1→T<<1
那么Avf=Av(s)A_{vf}=A_{v}(s)Avf=Av(s)，高频下闭环增益竟然与开环增益重合了！\color{blue}高频下闭环增益竟然与开环增益重合了！高频下闭环增益竟然与开环增益重合了！
所以闭环增益由低频的1F\frac{1}{F}F1，到频率高到一定程度后开始下降，最后Avf=Av(s)A_{vf}=A_{v}(s)Avf=Av(s)
作出此曲线：

图10. 开闭环曲线

在TTT逐渐减小的过程中，找到T=F⋅Av(s)=1T=F\cdot A_{v}(s)=1T=F⋅Av(s)=1的点，此时Av(s)=1FA_{v}(s)=\frac{1}{F}Av(s)=F1，就是图中交点S了
这个频率对应比较10p210p_{2}10p2，可以看PM，如果PM<0，完蛋，崩溃，PM越大越好
从图中可以看出1F\frac{1}{F}F1越小，S点越接近GBW，相位裕度越小，越危险
当F取最大值1，也就是电压跟随器接法时（终于圆回去了，呼），此时相位裕度\color{blue}当F取最大值1，也就是电压跟随器接法时（终于圆回去了，呼），此时相位裕度当F取最大值1，也就是电压跟随器接法时（终于圆回去了，呼），此时相位裕度
最小，电路最不稳定，如果这种情况都能稳定，那其他的负反馈接法一定稳定\color{blue}最小，电路最不稳定，如果这种情况都能稳定，那其他的负反馈接法一定稳定最小，电路最不稳定，如果这种情况都能稳定，那其他的负反馈接法一定稳定
此时1F=1=0dB，交点S在哪？好！GBW！\color{blue}此时\frac{1}{F}=1=0dB，交点S在哪？好！GBW！此时F1=1=0dB，交点S在哪？好！GBW！

所以闭环的最坏情况的PM与开环PM在一起了\color{blue}所以闭环的最坏情况的PM与开环PM在一起了所以闭环的最坏情况的PM与开环PM在一起了
所以我们为什么研究闭环应用的稳定性要看开环？
开环的GBW和极点能帮助我们确定闭环的PM\color{blue}开环的GBW和极点能帮助我们确定闭环的PM开环的GBW和极点能帮助我们确定闭环的PM

那么，为了提高运放闭环应用的稳定性，我们需要提高开环的PM
怎么提高？补偿！\color{blue}怎么提高？补偿！怎么提高？补偿！

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通用型集成运算放大器由输入级.中间级.输出级和偏置电路等四部分组成,通常输入级为差分放大电路,中间级为共射放大电路,输出级为互补电路,偏置级为电流源电路. 对输入级的要求:输入电阻大,温漂小,放大倍数 ...
神奇的运放--你都了解了吗？
一个工程师,如果能熟练的使用(精通)各种运放,与没能够做到这点的人来说,就更有优势去设计出成功的产品. 运放很神奇,这里主要有两大块想与大家分享: 1,主要参数篇(指标篇): 2,反馈篇(最近接触的都 ...
环路补偿-一阶、二阶、运放补偿讲解及计算
作为工程师,每天接触的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手,高手,新手,几乎对控制环路的设计一筹莫展,基本上靠实验.靠实验当然是可以的,但出问题时往往无从下手,在这里我想以反激电源为例子(在所有拓 ...
运放环路补偿及计算，零点、极点计算
文章来自一位资深工程师的干货分享,各位伙伴准备好小本本,开始今日份学习~ 作为一名硬件工程师,因为最近的项目,每天接触最多的是电源的设计工程师,发现不管是电源的老手.高手.新手,几乎对控制环路的设计一 ...
运放参数详细解释与分析
目录: 一.运放参数详细解释与分析 1.输入偏置电流和输入失调电流 2.如何测量输入偏置电流Ib.失调电流Ios 3.输入失调电压Vos及温漂 4.运放噪声快速计算 5.电源抑制比DC-PSRR 6. ...

运放基本结构及频响（一）

运算放大器基本结构及频响

绪论

基本结构

运放设计

频响

增益

开环

闭环

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