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第1章系统概述和关键设计注意事项
摘要
1.1 片上高压发生器的应用
1.2 系统和构建块设计考虑

第1章系统概述和关键设计注意事项

摘要

本章描述了本书涵盖了哪些类别的电压转换器。片上高压发生器的各种应用，例如用于 MNOS、DRAM、NAND Flash、NOR Flash 和相变存储器的存储器应用，以及用于电机驱动器、白光 LED 驱动器、LCD 驱动器和能量收集器的其他电子设备。对片上高压发生器的系统配置和构建电路模块（如电荷泵、泵稳压器、振荡器、电平转换器和电压基准）的关键设计考虑因素进行了调查。

1.1 片上高压发生器的应用

1.1节首先描述了本书涵盖了哪些类别的电压转换器。它还概述了片上高压发生器的各种应用，例如用于 MNOS、DRAM、NAND 闪存、NOR 闪存和相变存储器的存储器应用，以及用于电机驱动器、白光 LED 驱动器、LCD 驱动器和能量收集器。

电压转换器分为两种：开关转换器（Erickson 和 Maksimovic 2001）和开关电容器（Cockcroft 和 Walton 1932）转换器，如表 1.1 所示。开关变换器由一个或几个电感、一个或几个电容、一个或几个开关器件组成。开关电容变换器由一对多的电容和一对多的开关器件组成。区别在于有无电感器以及单级或多级。从功率的角度来看，开关转换器可用于产生通常大于 100 mW 的高功率的应用。另一方面，开关电容转换器用于产生低于 100 mW 功率的应用。目前，除了电感器外，开关转换器的集成度都很高，而开关电容器的所有组件都集成度很高。这主要是因为集成电感器可以具有的电感值远小于所需值，并且输入电流噪声在单级开关转换器中可能要大得多。

                         表 1.1电压转换器的分类

输出电压对输入电压的比较，有大于一、小于一和大于零、小于零三类。对于开关转换器，它们分别称为升压转换器、降压转换器和降压-升压转换器。对于开关电容，第一个和第三个类似地称为电荷泵或电压倍增器，第二个称为开关电容稳压器或降压转换器。因此，本书涵盖了这两类电压增益大于一或小于零的电压增益，用于在整个电压转换器系统中完全集成高压生成。

以下一些图显示了在IC中使用片上电压倍增器的应用。非易失性金属-氮化物-氧化物 -半导体 (MNOS) 存储器在控制栅极和衬底之间有一层氮化物膜，其中电子或空穴可以捕获，如图 1.1a 所示。根据存储在薄膜中的电荷，VGS-IDS 特性会有所不同，如图 1.1b 所示。存储单元中的数据通过偏置到控制门的 VREAD 读取。当存储单元没有流过足够的电流时，数据被识别为“0”，当一个流过时，数据被识别为“1”。为了交替存储数据，存储器需要 30-40 V 的高电压来编程和擦除数据。为了显着降低系统成本和复杂性，非常需要片上电压倍增器。1976年，Dickson首次从理论上和实验上研究了一种片上高压发生器，包括电荷泵、振荡器、时钟驱动器和限幅器，如图1.1c所示。二极管由连接栅极和漏极端子的MOSFET 制成。迪克森使用两相时钟，使时钟频率尽可能快。使用七级泵，他成功地从 15 V 的电源电压产生了40 V。电容器也使用MNOS工艺中可用的氮化物电介质实现。因此，开关和电容器集成在 IC 中。每级2 pF、7 级和1 MHz 的设计参数实现了3.2 MΩ的输出阻抗和1 μA数量级的电流供应。

图1.1 MNOS单元结构 (a)、数据 1 和 0 的存储单元的 I-V 曲线 (b)、第一个 Si 验证的片上 Dickson 泵 ©、第一个 (d) 和第二个 (e) 的状态 ) 半场 (Dickson 1976)

图 1.1d、e 说明了电荷泵的工作原理。为简单起见，图中显示了两级泵。通俗说，一个水桶，水和水面的高度，分别用作电容器，电荷，电容器电压。 VDD为2 V，VOUT 为 4 V。在前半周期（图 1.1d）中，当第一个电容器的电压达到 2V 时，流向第一个电容器的电流停止。当电容器电压达到 4 V 时，电流停止从第二个电容器流向输出端。在后半周期开始时（图 1.1e），第一个电容器的电容器电压增加到 4 V，而第二个电容器的电压降低到 2 V。两个电容器之间的电压差迫使电流流过第二个二极管。当忽略二极管的阈值电压时，当电容器电压相等时，电荷转移停止。当两个电容大小相同时，当电容电压变为 3 V 时出现平衡状态。在后半周期结束时，第一个和第二个电容两端之间的电容电压分别为1 V 和3 V 。再次在前半周期开始时，顶部端子的表面电位分别变为1 V和5 V。水龙头再次流动，直到表面电位增加到 2 V。当第二个电容器的电位达到 4 V 时，从第二个电容器到输出端的电荷转移停止。因此，在前半个周期和后半个周期之间来回交替操作导致电荷从水龙头转移到输出端相同数量的电荷q。

一个动态随机存取存储器 (DRAM) 单元由一个晶体管和一个电容器组成，如图1.2右侧所示。数据“0”或“1”作为电荷量存储在单元电容器中。为了读取数据，字线 (WL) 被强制为高电平。存储在单元电容器中的电荷量调制位线 (BL) 电压，该电压由感测电路感测和放大。因此，当电源电压为 5 V 时，WL 和 BL 处的电压在工作期间在 0 V 和 5 V 之间切换。如此巨大的电压摆幅可能使 NMOS 晶体管的 PN 结由于电容耦合而局部进入正向偏置状态。如果 p 型衬底接地，则从体接触。如果发生这种情况，存储的电荷可能会流入基板，导致数据可靠性下降。为了避免这种情况，除了 +5 V 的电源电压之外，还需要另一个 5 V 的负电压。负电压被提供给衬底以具有足够的操作裕度，同时消除了这种潜在的结的局部正向偏置。

如图1.2左侧所示，通过实施反向偏置发生器消除了5 V电源，从而降低了具有负电压电源的系统成本和复杂性。 Lee 和 Breivogel 等人，将发生器设计为在零衬底电流下输出 4.2 V 反向偏置，在5μA 衬底电流下输出3.5 V偏置。由于记忆操作，输出电流需要高于碰撞电离电流。功耗为 1.5 mW，功率效率估计为1%的数量级。已知的其他优点是在反向偏置下以较小的结电容提高功率和速度，并使晶体管的亚阈值斜率陡峭。反向偏置发生器具有一级。输入端与基板连接。在时钟为高电平的 T1 期间，电容器节点通过电流 I1 形成在开关晶体管的大约 VT 处。在时钟为低电平的 T2 期间，电容器节点最初被下拉至大约 VT VDD。电流 I2 或 I3 流动，直到结或晶体管关闭。在零衬底电流下，衬底电位为 2VT VDD 和 VT + VBE VDD 中较低的一个。

图 1.2 DRAM 的反向偏置发生器 (Lee et al. 1979)

电荷泵的另一个应用是电机驱动 IC，如图 1.3 所示。由于它需要以 30 A 的峰值电流切换高达 30 V 的电源电压，因此使用了功率 MOSFET。为了充分降低功耗，需要低至 40 mΩ 的通道电阻。功率 IC 的电荷泵为功率 MOSFET 产生过驱动电压。电源 IC 的电源电压范围为 6–30 V，而过驱动电压的目标电压高于 10 V，即 VPP > VDD + 10 V。时钟幅度使用齐纳二极管进行调节。开关二极管由隔离 P 阱和 N 扩散的寄生器件实现，如图 1.3b 所示。二极管的击穿电压高达17 V。最坏情况的反向偏置被认为是泵操作开始时的 2VCLK，其中 VCLK 是驱动时钟的电压幅度。因此，使用击穿电压为8 V的稳压二极管来满足 2VCLK < 17 V 的要求。考虑到在 40 到 125 摄氏度的极端工作温度范围内有足够的工作裕度。

图 1.3 电机驱动 IC 的泵和负载 MOS (a) 和二极管结构 (b) (Storti et al. 1988)

图 1.4a、b 显示了白光发射器件 (LED) 驱动器的两种典型配置。图1.4c描述了图 1.4b 中结构的 I-V 特性，其 I-V 曲线与二极管的正向 I-V 曲线相似。随着 LED 两端电压的增加，电流呈指数增加。因此，如果根据施加的电压控制 LED，则 I-V 平面中的工作点可能会有很大差异。为了使照明或功率更稳定，不受每个 LED 的 I-V 特性变化的影响，LED 以电流为基础进行控制。简单地在LED上添加一个电阻器旨在稳定工作点。红色、黄色或绿色 LED 在2 V时需要大约20 mA，而白色 LED 在3.2–4 V时需要。当 DC/DC 转换器产生12 V时，可以在路径中串联5个红色或3个白色LED，如图所示在图 1.4a 中。如果需要 5 条路径来总共拥有 15 个白光 LED，则必须使用能够输出 100 mA 电流的转换器。对于微型单白光 LED，可以使用具有 2.7-3.6 V 输出电压的单节锂离子电池的电荷泵 IC 解决方案。是否添加外部电容器取决于驱动器的总尺寸和成本。当增加一个分立电容器以降低 IC 的成本时，没有大泵电容器的外形尺寸是可以接受的，可以在系统中并联更多数量的白光 LED，如图 1.4b 所示。LED驱动IC除了电容外，只包含开关和振荡器的元件。白光 LED 的并联数量取决于电荷泵 IC 的输出电流。以驱动IC输出100mA为例，可以并联5个LED。如果系统只需要一个或几个白色 LED，则可以集成包括泵电容器在内的所有组件。

图 1.4 带有 (a) DC/DC 转换器 (Chiu and Cheng 2007) 和 (b) 电荷泵 (Wu and Chen 2009) 的白光 LED 驱动器，以及 LED 的工作条件 ©

LCD需要两个正电压和两个负电压的两个极性，以向每个液晶元件施加足够高的正电压和负电压，以提高寿命，如图1.5所示。晶体管栅极氧化物的要求是维持18 V的电压以完全开启传输晶体管，如果不产生具有两个极性的电压，则该电压是一半。否则，它将需要高电压，例如 36 V。由于没有直流电流接地，单个驱动器 IC产生这四种不同的电压，电源电流约为 10–100μA。

图 1.5 液晶器件框图（Wu and Chen 2008）

另一个使用双极性的应用是用于擦除块中数据的 NOR 闪存，如图 1.6a 所示。闪存单元水平和垂直排列，每个闪存单元与公共源极线（SRC）、位线（BL）和字线（WL）连接。一个块中的所有单元都放置在一个公共 P 阱中。 17 V 的体到栅极电压需要产生从浮栅流向 P 阱的 Fowler-Nordheim 隧穿电流。为了允许 SRC 和 WL 的开关晶体管按比例缩小以减小晶体管尺寸，17 V 的高擦除电压被分成大约一半，用于 10 V 的正电压和 7 V 的负电压。

图 1.6 擦除偏置条件 (a) 和编程偏置条件 (b) 下的通道擦除 NOR 闪存 (Atsumi et al. 2000)

图 1.6b 显示了 NOR 闪存的编程偏置条件。虚线包围的单元正在编程中，WL 和 BL 分别由 9 V 和 5 V 提供。因为按比例缩放的闪存单元具有相对较低的回弹电压，所以必须很好地控制位线电压（VBL）。下限由热载流子注入的编程速度决定。 VBL太低，闪存单元不能有足够的热电子注入浮栅。上限由回弹电压决定。当 VBL 由泵直接产生时，电压纹波可能非常大，以至于 Flash 单元可以进入回弹状态。钳位 NMOSFET 可以以更小的纹波电压控制 VBL，因为只要负载 FET 工作在饱和区，负载电流主要由栅极电压决定，因此编程特性的稳定性要好得多。

图 1.7a 显示了相变存储元件，描述为电阻器、开关二极管和设置电流控制电路的符号。为了转变为晶相，存储材料需要加热到临界温度 (TC) 并在 TC 下花费所需的时间间隔。由于存储器阵列在位线 (BL) 和字线 (WL) 中具有相当大的寄生电阻，因此单个存储器元件所需的输入功率应该具有地址依赖性。为了用几个脉冲对多个存储单元进行编程以实现快速编程操作，使用具有可变电流源的电流控制电路提供如图 1.7b 所示的设定电流。因此，升压电压VPP在单个置位脉冲中以各种电流电平提供给存储元件。

图 1.7 设置相变存储器的电压和电流发生器 (Lee et al. 2008)

图 1.8a 说明了 NAND 闪存的存储单元结构。由于浮栅被绝缘膜包围，当控制栅和硅衬底之间的电压差足够低时，浮栅中的电荷就会停留。当单元的浮栅中有许多电子时，它的数据为“0”。当电子很少时，它的数据为“1”。为了对数据“0”进行编程，控制栅极被偏置在 20 V 的高电压，同时衬底接地。高电场下的隧道现象称为 Fowler-Nordheim 隧道效应。当施加如图 1.8c 所示的控制栅极电压 (Vg) 时，存储单元晶体管的阈值电压如图 1.8b 所示发生偏移。使用 ΔVT ¼ ΔVPP 的一般关系，增量步进编程脉冲可以通过良好控制编程单元的 VT 来减少整个编程时间。由于编程特性的变化，单元 A 用两个脉冲编程，而单元 B 用五个脉冲完成。一旦单元的VT 变得大于临界值VC，则不再施加编程脉冲。图 1.8d 说明了程序脉冲发生器。电阻分压器的 R1 变化以改变 VG 到 VREF 的电压增益 GV，如图 1.8c 所示，因此，发生器输出增量步进编程脉冲来控制编程的 VT。

图 1.8 NAND 闪存的增量步编程脉冲生成 (Masuoka et al. 1987; Suh et al. 1995)
能量收集在低功耗传感器和无线应用中备受关注。图 1.9a 说明了收集振动能量的振动能量收集器。电容器的第二端与移动极板相连。位移 X 是一个正弦波形，如图 1.9b 所示。假设在 T0 时刻 X = 0，CVIB = C0，VCAP = VDD，存储在泵电容中的电荷为 Q0 = C0VDD。当 T1 处位移为 + X 时，CVIB 增加到 C0/(1 X)。如果没有与电源 VDD 连接的传输晶体管，则电容器电压将为 Q0 ¼ C0VDD ¼ C0/(1 X)VCAP(T1)。因此，VCAP(T1) 将是 (1 X)VDD。使用传输晶体管，VCAP(T1) 等于 VDD。因此，存储在泵电容器中的电荷为 Q1 ¼ C0/(1 X)VDD。当 T2 时位移为 X 时，CVIB 减小到 C0/(1 + X)。如果没有与输出端连接的传输晶体管，则电容电压将为 Q1 ¼ C0/(1 X)VDD ¼ C0/ (1 + X)VCAP(T2)。因此，VCAP(T2) 将是 (1 + X)/(1 X)VDD。因此，无电流负载时可达到的最大输出电压为 (1 + X)/(1 X)VDD。图 1.9c 显示了 (1 + X)/(1 X) 的因子作为 X 的函数。

如图 1.9 所示，收集器以无线电波的形式收集能量，不需要任何电源电压源。来自天线的输入功率在很宽的范围内变化。为了保护电容器和晶体管免受高功率输入的影响，需要使用限幅器。另一个用于 RFID 的能量收集器如图 1.10 所示。与图 1.9 所示的振动器能量不同，收集器以无线电波的形式收集能量不需要任何电源电压源。来自天线的输入功率在很宽的范围内变化。为了保护电容器和晶体管免受高功率输入的影响，需要使用限幅器。偶数级电容接地，奇数级电容连接公共时钟线。与两相时钟Dickson泵相比，当使用相同的级数和相同尺寸的电容器时，单时钟泵的最大可达到电压降低了一半，但输出阻抗相同。AC-DC 电压倍增器的设计在第 4章讨论。

图 1.9 从振动能量转换的能量收集器 IC (Yen and Lang 2006)

另一种能量采集器由光伏（PV）和热电发电机（TEG）等直流能量传感器和电压倍增器组成，如图 1.11 所示。振荡器必须在非常低的电压下开始运行，因为诸如光伏电池和热电发电机之类的直流能量传感器可以标称输出低至几百 mV 的电压。直流换能器的输出阻抗较高，因此电荷泵的设计需要考虑直流换能器输出阻抗的影响。电荷泵的总输出功率受到电荷泵设计参数的显着影响。这个话题在第 7 章中讨论。

综上所述，典型的一体化高压发电机系统的设计参数如下。电压增益 GV 要求为 1.5–15。电源电压和升压电压分别在 0.5-30 V 和1-40 V 范围内。输出电流低至 1μA 数量级，尤其是在高电压增益的情况下，而高达10 mA的数量级，尤其是在低电压增益的情况下。

图 1.10 UHF RFID IC (Jun et al. 2010)

图 1.11 带有直流能量传感器和电压倍增器的能量采集器

1.2 系统和构建块设计考虑

1.2 节总结了系统和电路的关键设计考虑因素，这些将在以下章节中详细讨论。

图 1.12 显示了片上高压发生器系统和每个组件电路块。电荷泵输入电源电压 (VDD) 和振荡器产生的时钟，并输出高于电源电压的电压 (VPP) 或负电压。当电荷泵的输出电压的绝对值低于基于参考电压VREF的目标电压时，调节器启用电荷泵，否则禁用电荷泵。由于负载电流 ILOAD有限，VPP可以随时间变化ΔVPP_DROP，并且由于泵调节器的反馈回路中的响应时间有限，VPP 可以随时间变化 ΔVPP_RIPPLE。泵的输出电压由参考电压和调节器的电压增益决定。为了改变泵的输出电压，调节器的参考电压或电压增益是变化的。产生的高或负电压通过高电平或低电平移位器传输到负载。电平转换器由输入电源电压控制。负载是容性的、电阻性的或两者兼有。电荷泵的优化取决于负载特性。

图 1.12 片上高压发生器系统

随着电源电压的降低，系统设计在 (1) 硅面积、(2) 峰值和平均工作电流、(3) 斜升时间以及 (4) 直流和交流输出电压精度方面变得更具挑战性。(1)-(3) 项处于权衡关系。如果即使在较低的电源电压下也需要保持斜坡上升时间恒定，则泵浦面积和工作电流将会增加。或者，如果泵浦面积需要保持不变，则输出电流会降低，从而导致更长的加速时间。因此，由于电源电压的降低，高压发生器的设计需要重新考虑整个系统。

此外，在保持输出电压电平的同时降低电源电压意味着增加了电压增益。参考电压和稳压器分压的电压变化随着电压增益的增加而被放大，导致产生的高压的输出电压精度降低。此外，电源地线中的 IR 压降会显着影响泵输出电流，尤其是在电源电压较低以及芯片上有多个高压发生器的情况下。不同高压发生器之间的干扰通过电源地线的公共阻抗发生。为了在设计中考虑这些因素，电源地线中的寄生电阻需要包含在设计参数之一中。

由于片上高压发生器是 LSI 上的功能模块之一，因此当所有模块与发生器一起进行仿真时，仿真精度和运行时间必须合理。然而，用于驱动电荷泵的高频时钟和泵中的电荷转移操作往往会使仿真变得非常缓慢。因此，正确地对发电机建模很重要，这样精度和仿真时间都是合理的。

表 1.2 每个模块的设计注意事项

表 1.2 总结了在设计组成片上高压发生器的电路模块时每个模块的设计注意事项。一旦为设计给出了由高生成电压与电源电压之比以及泵送电容器的寄生电容与泵送电容器电容之比定义的所需电压增益，就可以选择最佳拓扑以最小化电荷泵电路面积。在这些比率通常分别高于5和0.03的情况下，人们应该使用 Dickson 不仅针对最小面积而且针对最小功率进行实验的拓扑。对于给定的晶体管作为电荷泵中的开关器件，可以绘制一个图表，显示晶体管可以在多快的时钟频率下工作。然后，使用等效泵模型，可以确定设计参数，例如级数和每级电容。

泵调节器的设计需要考虑泵输出电压的潜在变化。如果它大于所需的，则需要实现修整功能。即使输出电压远离目标，微调也可以将输出电压调整为接近目标。因为流过电阻分压器的电流需要足够小，才不会影响电荷泵的净输出电流，所以分压器的电阻往往比较大。添加开关器件进行微调也可以增加分压器的RC时间常数，导致从泵的输出电压达到目标到运放检测到的时间响应缓慢。根据响应延迟，泵操作会继续增加输出电压，从而在输出电压中产生纹波。因此，需要提高响应时间来稳定输出电压。

驱动电荷泵的振荡器直接影响泵的输出电流。在标准条件下，更高的频率会导致更大的输出电流。因此，频率中的 PVT（过程、电压和温度）变化会导致输出和输入电流的变化。如果泵的设计使慢速条件下的输出电流满足要求，则在快速条件下会看到峰值功率。减少振荡器中的 PVT 变化是使泵性能稳定的关键。

由于器件可用性和最低工作电压而选择的电路拓扑结构是电平转换器和电压基准的常见设计问题。此外，电平转换器需要快速的开关速度和对高压应力的鲁棒性，须确保在高压应力下长期运行。

在接下来的章节中，将讨论每个设计考虑因素。

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