我们之前的课程接触最多的是模拟频率f,包括在模拟电路、高频电路以及传感器课程上,都是以f作为频率响应函数的横坐标。使用f的好处是其真实反映了实际系统的工作情况,从0到∞,反映了实际模拟信号振荡速度的快慢。

模拟角频率Ω=2πf,过去我们常将ω作为模拟角频率,写成cos(ωt),这种写法实际上是不正确的,应该写成cos(Ωt)来描述模拟余弦函数。此时Ω的取值也是从0到∞,这体现出模拟(角)频率没有周期性的特点。

数字角频率ω则是完全颠覆了我们过往对于频率的认识,首先要明确的是数字信号的获得是通过对模拟信号采样的方式。它的引入可以从cos(Ωt)开始。cos(Ωt)中相位变化一个周期(2π)所需的时间为T,那么模拟角频率定义成Ω=2π/T。对于该余弦信号,采样之后变成了一个离散的数字序列,此时再谈论过了多少时间走完一个周期已经没有意义,而是过了间隔N相位刚好变化一个周期。因此数字角频率推导出为ω=2π/N,余弦信号则为cos(ωn)。既然N是由对应一段时间T采样而来,那么N=T*Fs (Fs为采样率),自然而然,ω=Ω/Fs。简单来说,数字角频率ω是模拟角频率Ω对于采样率Fs的归一化,这是数字角频率ω的核心要义。

由于数字信号是通过抽样而来,意味着只有在短暂的采样窗口时间才能看到模拟信号的取值,而其他情况下则是看不见的。我们将任意离散信号表示为复数

,可以看出该信号对于ω具有周期性,且周期为2π。这意味着数字角频率相较于模拟角频率而言,具有2π周期性。

e.g. Fs=1Hz,Ω分别等于π/8和π*17/8,得到如下两幅图。可以看出虽然模拟角频率Ω增加了2π,但由于采样点数和采样值都相同,所以实际的离散信号是一回事。

正是因为数字信号对于ω具有周期性,DSP才增加了额外的很多考虑:

1)DTFT、DFT是将数字信号从时间域n转为频域ω,因此我们只转为ω在[-π,π]区间内复指数信号的叠加。(也可以考虑[0,2π],不过由于ω=0和2π是低频信号,ω=π是高频信号,考虑[-π,π]更接近模拟信号的频谱分布)

2)我们根据ω=Ω/Fs可知,从模拟角频率到数字角频率不只会落在[-π,π],若转为数字频谱后其频带占用超过了[-π,π],则由于具有周期性,相互之间会产生混叠。我们要把频谱ω限定在[-π,π],则,

,

。这就是Nyquist采样定理,过往我们是在模拟频域内,考虑采样信号的模拟频谱,以及如何通过频域卷积实现信号模拟频谱搬移而不发生混叠,此时我们通过对数字频域的分析也可以得到相同的结论。

3)第2点也成为我们在下采样的时候需要注意的问题,必须要保证下采样后的等效采样频率满足Nyquist采样定理,否则下采样后的信号会产生混叠。

4)在运用频域采样法设计IIR时,我们基于的AD/DA转换就是上述的ω=Ω/Fs(双线性变化法则不是)。上述说到模拟角频率Ω是没有周期性可言的,但是由于采样率的限制(离散化),导致说数字角频率ω具有周期性。从映射角度理解,数字角频率[-π,π]在模拟角频率上的映射是一对多的。采样间隔T=1/Fs,在给定T时,数字角频率ω受到的影响来源于以2π/T为单位的模拟角频率Ω(Ω=ω/T)。为了使数字频域不发生混叠,我们需要将模拟角频率Ω框在[-π/T,π/T],这在设计高通/带阻数字滤波器时是复杂的,如下图展示的用频域采样法设计高通FIR时所需要增加的裁剪步骤。

如果有帮助,麻烦点个赞鸭,鼓励以后继续写新的分析文档啦~

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