电磁兼容工程（Electromagnetic compatibility engineering Herry Ott ）读书笔记-- 章11 数字电路电源分布
目录
11 数字电路电源分布
11.1 电源去耦
11.2 电源管脚的瞬态电流
11.2.1 瞬态负载电流
11.2.2 动态内部电流
11.2.3 瞬态电流的傅里叶频谱
11.2.4 总共的瞬态电流
11.3 去耦电容
11.4 有效的去耦策略
11.4.1 多个去耦电容
11.4.2 使用多个相同值的电容
11.4.3 使用两种值的多个电容
11.4.4 使用多个不同值的多个电容
11.4.5 目标阻抗的计算
11.4.6 嵌入容性PCB板
11.4.7 电源隔离
11.5 去耦在辐射方面的作用
11.6 去耦电容的类型和数值
11.7 去耦电容放置位置和走线安装
11.8 大电容（bulk capacitor）
11.9 电源入口滤波器
1, 继续对Henry W Ott 写的《电磁兼容工程》这本书进行读书笔记记录。
强烈推荐英文原版，原版可能更容易读懂。
2，本博客是这本书的读书笔记，它不是对书的直接翻译，主要记录阅读这本书时自己对书的理解。目的是为了加深对EMC的理解，后续可以经常翻看，以免忘记。
3， 因为阅读的过程是跳跃的，不会从书的第一页到最后一页，所以记录的过程也不是从第一章开始。本笔记就从第11章开始，以下是笔记内容。
https://blog.csdn.net/dylanZheng/article/details/123511050
11 数字电路电源分布
一个理想的直流电源分布系统有如下特性：
1，提供一个常量直流电压给负载。
2，不会传播来自负载的任何噪声。
3，电源和地之间的交流电阻为0 ohm
理想状态下，电源系统的布局和地平面一样，而且两者平行。但是从实际设计出发，这种要求往往是不可能达到的，也是不需要完全达到的。因为电源噪声可以通过其他方式控制，如电源去耦，一个电源栅格或者是电源平面等。在需要折中处理的情况下，需要优先提过最好的地平面系统。
11.1 电源去耦
电源去耦就是一种解除“电源总线“”和“”电路的功能“”相关联的方法。电源去耦后主要有2个好处：
1，它会减少一个IC器件对另一个IC的影响；
2，它提供了电源和地之间的低阻抗特性，所以IC会按照设计的功能正常工作。
如果11-1 A所示，当一个逻辑门的输出电平变化时，会产生一个瞬态电流dI。 这个电流会通过地线和电源线，从而在逻辑门的电源和地之间产生一个瞬态噪声电压。同时dI需要通过系统的电源端，它的回环路径相当大，结果会产生很大的辐射。如果想要减少瞬态噪声电压的幅度，可以通过减少Lg和Lp，或者是减少电流对时间的的变化率（dI/dt）来实现。Lg和Lp不能消除，但是可以通过电源或者地平面（栅格）减小它们，具体方法在第10章讨论过。
另外一种方法是在逻辑门的电源端增压一个电容或者多个电容，来提供瞬态电流， 即此时瞬态电流来源于电容而不是系统的电源端，从而减少电感和回路面积。如果11-1 B所示。瞬态噪声电压就变成了Cd以及它和逻辑门走线之间电感的作用结果。
因此去耦电容有两个目的：
第一，它为因逻辑门的变化而引起的电路瞬态变化提过了一个电流源，保证了IC器件的正常工作。
第二它提供了一个低阻抗回路，使得IC器件正常操作过程中引起的瞬态噪声不会注入到系统的电源端，保证了电源端信号的稳定。
11.2 电源管脚的瞬态电流
当一个IC通断时，会产生2种瞬态电流，如图11-2所示。
第一，当逻辑门从低到高变化时，产生一个瞬态电流 IL对负载电容CL进行充电。
第二，另外一种电流产生于芯片的totem pole的输出结构。当输出从高到低或者从低到高，它都会产生。如上图的Id。主要原因是当电平转换时，两个FET管会同时部分导通，从而为Vcc和地之间提供了一个低阻抗通路。
11.2.1 瞬态负载电流
瞬态负载电流IL的大小由电路的负载电容CL决定。它的计算公式如下：
IL = CL * VCC /tr.
如果一个芯片有n个信号输出，那么它的瞬态电流需要乘以n，即
IL = n*CL * VCC /tr.
其中tr是信号的上升沿时间。
一个典型的CMOS逻辑门芯片，它的输入电容（对其他电路来说就是负载电容）大约为7到12pF。
根据经验， 一个瞬态电流脉冲可以用一个三角波来近似， 如果11-3.它的峰值由上述的IL公式决定，它的脉冲宽度是上升沿的2倍。
瞬态负载电流正常情况下只发生在电平由低到高的转变过程中， 电流源或者它的耦合电容是瞬态负载电流的来源。
例如一个设备由5v供电，它的输出上升沿大约1ns。如果有10个CMOS负载，每一个负载大约是10pF，那么根据公式可以得到
IL=10* 10pF* 5V/1ns=500mA
11.2.2 动态内部电流
相对于瞬态负载电流， 动态内部电流很难找到一种方法来评估。许多IC器件的手册里面根本就没有提供任何有关的信息。
而有些CMOS器件手册会提供一个等效的功耗电容Cpd值， 通过它我们可以计算动态内部电流。Cpd往往是相对于一个逻辑门来讲的，所以可以和负载电流的计算方法类似得到
Id= n*Cpd*Vcc/tr.
其中n是内部逻辑门的个数， Cpd是每一个逻辑门的等效功耗电容值。VCC是电源值，tr是上升沿时间。
在另外一些IC手册上，有可能提供动态功耗电流Iccd，这个值的单位一般是A/MHz.因此内部动态电流的计算公式有另外一种形式：
Id=Iccd*fo
其中fo是时钟频率。
动态内部电流的波形也是可以通过一个三角波来近似的。三角波的幅度由上述2个公式得到。三角波的宽度是上升沿的2倍。因为动态内部电流在信号的上升沿和下降沿都会发生，所以他会包含2倍信号时钟的各种谐波分量。
11.2.3 瞬态电流的傅里叶频谱
如图11-3的信号波形，它的第n个谐波分量的幅度由下面的公式计算得到
其中I是三角波的峰值电流，tr是上升沿时间，T是三角波的周期。
图11-4是它的频谱图。注意X轴和y轴都是经过log计算后的值。
通过上图可以看出，高于1/ntr 的频率时，信号的幅度是按照每增一个10倍频率，幅度减少40dB 而变化的。
表格11-1列举了基于不同的tr/T的比例关系的情况下，前6个谐波分量的幅度百分数。
如果信号的周期一定也就是T一定，那么信号越陡，tr越小，从而tr/T越小，基础频率对应的幅度百分比越小。同时它在谐波分量上的幅度衰减越慢。当tr/T的比例小于0.1时，基础频率的幅度占比不到20%。
上图中的实线是1/
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