模拟cmos集成电路（2）

2024-05-20 22:16:54

模拟受PVT的影响；P 工艺 V 电压 T 温度

参杂浓度和温度都会影响阈值即VTH 可以将要求匹配的管子放在近的地方参杂浓度和温度较为接近会有更相近的阈值

工艺提供了不同沟道参杂浓度的晶体管以获得不同的阈值

漏极电流在线性区（linear region /triode region）的表达式（推导过程见书）(对于nmos)

前半部分又工艺决定设计的部分是后半部分电路的尺寸和偏置电压

ID同时受Vgs和Vds影响 W/L定义为宽长比（aspect ratio设计是考虑改变w更多）

当Vds=Vgs-Vth时

对于Vds<<2(Vgs-Vth) Vds的二次项可以忽略漏电流公式为

此时三极管可以看作是受Vgs控制的接在DS之间的一个压控线性电阻

Ron=Vds/Id

当Vds>Vgs-Vth 电流并未像上图所示沿着抛物线向下而是维持顶点处的电流不变沟道处发生夹断（pinch off）

夹断点的电压始终维持在Vgs-Vth 此时mos管工作在饱和区(夹断导致L'长度小于L 在长沟道中忽略)

IV曲线修正为下图

在饱和区内的mos管可以看作VCCS即压控电流源

由上式可知Id随Vgs变化（其余变量对于同一mos管是不变的）

overdrive voltage（过驱动电压）=Vgs-Vth 平方律 Vgs大于Vth时Id出现下式设计公式

Vd不变时Vg上升截止-饱和-线性保持Vg不变时 Vod变化先线性再饱和

DC和偏置量用大写字母表示是大信号

电压电流增量的变化用小写字母表示小信号

偏置的基础上增加小信号的量叫做瞬时量

上图左侧为大信号右侧为小信号

直流偏置在交流信号模型中可以看作地

跨导的计算

恒等变形用上述三个公式表达跨导都可以

即W/L ；Id ；Vgs-Vth 三者只有两个是独立的

小信号模型就是mos管的线性化模型

体效应（body effect）

Vb小于0较难实现但使Vb=0时使得source端电压大于0得到的的效果时一样的。

增加的负的衬底电压会使得更多的空穴被抽到底端因为沟道位置的负电荷更多了耗尽区更宽了

需要更大的Vgs实现反型即Vth增加γ是体效应系数

（a）图电路为源级跟随器Vout=Vin-Vgs 如果Vth不变 Vout与Vin的gap保持不变如图（b）所示

但实际Vout增加即Vs增加由于Vb接地不变会因为体效应导致Vth增加最终出现图（c）结果

引入体跨导的概念即S和B之间的电压变化也会影响电流

η是体跨导系数由典型值知G端控制电流的能力是B端的3到10倍

沟道长度调制

在饱和区Id不受Vds变化的影响即mos管可以看作是理想的电流源(两端电压差的变化不影响电流)

即对于小信号有无穷大的输出电阻

但是对于短沟道的mos Vds的变化会引起Id的变化即输出电阻<∞

λ受工艺和具体的长度L设计影响可以通过增大L来减小λ（对于要求输出电阻大时可以增大L）

漏电流会随着漏源电压变化此时电流源变得不理想

增大ro可以通过增加L或减小Vgs

亚阈值导通（sub-threshold conduction）

反型不是突然出现在导通前电流就已经出现

只要Vds>100mv 电流只与Vgs有关（注意上图纵轴时对数关系）

特点：低功耗噪声大速度慢

上图有介质电容结电容耗尽层电容

Cgs和Cgd更重要 Cgs是压控电容

饱和区Cgs>Cgd

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