这篇文章比较复杂，有的地方我也没有理解或理解不准确，==，如有兴趣，欢迎留言交流！

文章分析了共模电感和差模电感寄生电容抵消的方法，从而改善其高频性能。

首先考虑寄生电容时差模电感的等效电路模型

将上图解耦可得：

考虑EPC和-CN/2的大小，绕组间的等效电容可正可负，当然也能相互抵消，如果不能相互抵消，那么电感阻抗最小即谐振频率发生在如下条件下：

如果差模电感使用共模电感的漏感充当，因两个漏感之间不存在耦合，也可以用图5.b中的等效电路表示(文章中说两个绕组必须是单位耦合系数才可以，但是单位耦合系数漏感不就是0了吗？)。

共模电感的等效电路模型如下图所示：

如何抵消寄生电容的影响?

差模电感的寄生电容抵消

如果考虑差模电感两个绕组是完全对称的，即没有绕组间的寄生电容，那么差模电感表示成二端口网络则为：

因为差模电感是要抑制高频噪声，因此随频率增加的部分jwEPC应该被抵消掉才能不让寄生参数对差模电感的滤波效果产生影响。下图所示的网络就是所需要的，其二端口Y参数为下式，如果将两个二端口并联可以得到抵消EPC的网络结构，图如9所示，网络方程如式7所示。可以看出，加入两个交错的电容网络后，不仅抵消了不想要的电容，而且还等效增加了两个差模电容，形成了Π型滤波的结构。

如果考虑绕组间的寄生电容CN，那么根据EPC与CN/2的关系需要使用不同的抵消结构，如图10所示。因为当采用CM漏感充当差模电感时，图5.b也可以表示，所以此时的EPC抵消情况与图10类似。

共模电感的寄生电容抵消

如果电源地线上允许接入电感，那么可以采用如下结构，这样原理和差模电感的抵消原理基本相同。

如果电源地线上不允许接地线，就需要在共模电感两个绕组中间接出一个抽头，如下所示，右侧文献有分析[1]。

如果C1=4EPC，那么电路就等效为一个Π型滤波器而不存在EPC，如图12.c。这种方法适用于耦合系数特别高的场合，如平面变压器(耦合系数能达到0.9999)，而普通的绕线电感耦合系数没有那么高，一般小于0.999。所以绕线共模电感的漏感就会与引入的电容产生谐振，使得共模电感的表现比没有抵消EPC前的效果更差[2]。所以采用这种方法，共模电感的耦合系数就很关键。

差模电感实验

1.差模电感的实验验证，采用Kool Mu磁芯绕制电感，且采用两个磁芯，即两个电感分开绕制，两个电感之间没有耦合，两个电感量分别为42.34uH，42.44uH，单个绕组内的寄生电容EPC分别为10.3pF和10.1pF。采用图9所示的方法可以得到抵消前后差模电感的电压增益随频率的变化曲线。EPC抵消后的电感对高频噪声的衰减更大，如图14所示。

2.采用一个Kool Mu磁芯，即耦合的差模电感做实验，其中一个绕组电感为20uH，单个绕组内的寄生电容EPC=2.2pF，绕组间的寄生电容为14.8pF(测量电感的插入电压增益通过式2计算得到)，CN/2>EPC。所以总的绕组电容为负值，-5.2pF，为了抵消它，需要并联一个5.2pF的电容，如图10.b。抵消效果如下图，采用4pF未完全抵消的效果不如完全抵消的效果好。下图中没有EPC抵消的曲线达到最小增益的频率即为式2中的频率。

共模电感实验

电感结构和绕制方式如下图所示，单边绕组的电感量为2.7mH，EPC=5.8pF，两个半个绕组间的漏感为4.24uH(K=0.994，没搞明白怎么计算出来的)。所以抵消电容应该选择24pF，测量结果如下图：发现从1.25~18.5MHz，电感的性能变好，但是18.5MHz~30MHz却变差了，就像前面分析的那样，抵消电容与共模电感的漏感发生谐振，谐振频率如下，与分析是吻合的。所以为了确保抵消效果，共模电感的漏感(指的是单边绕组的两个绕组之间的漏感)必须做小。为了增加耦合系数，采用下图绕法，共模电感的两个绕组还是分开绕制，但是绕组的中心抽头的接法变了，相当于半个绕组绕完之后，另外半个再从头开始绕，从而提高两个半个绕组的耦合系数，这样漏感能量值储存在两匝间的气隙中，耦合系数从0.994升高至0.99995。通过测量，其中一个绕组的电感为2.65mH，EPC=10.1pF，两个半个绕组间的漏感为33nH，抵消电容选择40pF。尽管相比于前者耦合电容增加了，但是漏感显著减小。测量下来的结果如下图所示。抵消后电感的性能显著提升，这种绕制方法也能用在差模电感身上(考虑到CN的存在)，但是即便使用原来的方法，其谐振频率一般会大于30MHz，所以这种改进的效果也没有那么明显了。就单独的滤波器测试结果，采用文章中提出的方法前后的滤波器性能如下图：

上述方法也可以用在其他场合，比如含有两个PFC电感的场合，两个相同的boost电感在不同的功率线上，所以图9的方法可以消除电感的绕组电容，这样高频的共模噪声能够减小[3]；同时还能应用于抵消变压器的的差模绕组间的电容。

因为上面的测试都是基于小信号激励和50Ω负载和源阻抗的的条件下测试的，所以需要其在实际引用中，含有直流偏置的条件下的表现(一般可认为直流偏置不影响高频噪声的路径，因为高频噪声路径可以通过寄生电容流通[4])。在反激变换器中，上面讨论的两种差模电感和共模电感均在变换器中得到验证，实际效果可以看出，文中采用的方案能够显著减小变换器高频的共模/差模噪声。

参考文献：Design of inductor winding capacitance cancellation for EMI suppression下面是上面标注有文献出处的参考文献：

[1]  R. Chen, J. D. vanWyk, S.Wang, and W. G.Odendaal, “Improving thecharacteristics ofintegrated EMI filters by embeded conductive layers,”IEEE Trans. PowerElectron. , vol. 20, no. 3, pp. 611–619, May 2004.

2.  Integrated EMI Filters for Switch Mode Power Supplies

[3]   S. Wang, F. C. Lee, and W. G. Odendaal,“Single layer iron powdercoreinductor model and its effects on boost PFC EMI noise,” inProc.IEEE Power Electron. Spec. Conf., Jun. 15–19, 2003, vol. 2, pp.847–852.

[4]  “Characterization and parasitic extraction ofEMI filters usingscatteringparameters,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 20, no. 2,pp.502–510, Mar. 2005