例如，设计一个7．5V／2A(15W)开关电源，交流输入电压范围是85～265V，要求η=80％。将po=15W、η=80％、umin=85V、cosψ=0．7一并代入(2)式得到，IRMS=0．32A，进而求出Id=0．65×IRMS=0．21A。实际选用lA／600V的整流桥，以留出一定余量。

2输入滤波电容器的选择

1)输入滤波电容器容量的选择

为降低整流滤波器的输出纹波，输入滤波电容器的容量CI必须选的合适。令每单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量(μF)的比例系数为k，当交流电压u=85～265V时，应取k=(2～3)μF／W；当交流电压u=230V(1±15％)时，应取k=1μF／W。输入滤波电容器容量的选择方法详见附表l，po为开关电源的输出功率。

2)准确计算输入滤波电容器容量的方法输入滤波电容的容量是开关电源的一个重要参数。CI值选得过低，会使UImin值大大降低，而输入脉动电压UR却升高。但CI值取得过高，会新增电容器成本，而且关于提高UImin值和降低脉动电压的效果并不明显。下面介绍计算CI准确值的方法。

设交流电压u的最小值为umin。u经过桥式整流和CI滤波，在u=umin情况下的输入电压波形如图2所示。该图是在po=pOM，f=50Hz、整流桥的导通时间tC=3ms、η=80％的情况下绘出的。由图可见，在直流高压的最小值UImin上还叠加一个幅度为UR的一次侧脉动电压，这是CI在充放电过程中形成的。欲获得CI的准确值，可按下式进行计算：

举例说明，在宽范围电压输入时，umin=85V。取UImin=90V，f=50Hz，tC=3ms，假定po=30W，η=80％，一并带入(3)式中求出CI=84．2μF，比例系数CI／pO=84．2μF／30W=2．8μF／W，这恰好在(2～3)μF／W允许的范围之内。

3漏极钳位保护电路的设计

对反激式开关电源而言，每当功率开关管(MOSFET)由导通变成截止时，在开关电源的一次绕组上就会出现尖峰电压和感应电压。其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感(即漏磁出现的自感)而形成的，它与直流高压UI和感应电压UOR叠加在MOSFET的漏极上，很容易损坏MOSFET。为此，必须在新增漏极钳位保护电路，对尖峰电压进行钳位或者吸收。

1)漏极上各电压参数的电位分布

下面分析输入直流电压的最大值UImax、一次绕组的感应电压UOR、钳位电压UB与UBM、最大漏极电压UDmax、漏一源击穿电压U(br)DS这6个电压参数的电位分布情况，使读者能有一个定量的概念。关于TOpSwitch—XX系列单片开关电源，其功率开关管的漏一源击穿电压U(br)DS≥700V，现取下限值700V。感应电压UOR=135V(典型值)。本来钳位二极管的钳位电压UB只需取135V，即可将叠加在UOR上由漏感造成的尖峰电压吸收掉，实际却不然。手册中给出UB参数值仅表示工作在常温、小电流情况下的数值。实际上钳位二极管(即瞬态电压抑制器TVS)还具有正向温度系数，它在高温、大电流条件下的钳位电压UBM要远高于UB。实验表明，二者存在下述关系：

这表明UBM大约比UB高40％。为防止钳位二极管对一次侧感应电压UOR也起到钳位用途，所选用的TVS钳位电压应按下式计算：

此外，还须考虑与钳位二极管相串联的阻塞二极管VD的影响。VD一般采用快恢复或超快恢复二极管，其特点是反向恢复时间(trr)很短。但是VDl在从反向截止到正向导通过程中还存在着正向恢复时间(tfr)，还需留出20V的电压余量。

考虑上述因素之后，计算TOpSwitch一最大漏一源极电压的相关经验公式应为：

TOpSwitch—XX系列单片开关电源在230V交流固定输入时，MOSFET的漏极上各电压参数的电位分布如图3所示，占空比D≈26％。此时u=230V±35V，即umax=265V，UImax=umax≈375V，UOR=135V，UB=1．5UOR≈200V，UBM=1．4UB=280V，UDmax=675V，最后再留出25V的电压余量，因此U(br)DS=700V。实际上U(br)DS也具有正向温度系数，当环境温度升高时U(br)DS也会升高，上述设计就为芯片耐压值供应了额外的裕量。

2)漏极钳位保护电路的设计

漏极钳位保护电路重要有以下4种设计方法(电路参见图4)：

(1)利用瞬态电压抑制器TVS(p6KE200)和阻塞二极管(超陕恢复二极管UF4005)组成的TVS、VD型钳位电路，如(a)图所示。图中的Np、NS和NB分别代表一次绕组、二次绕组和偏置绕组。但也有的开关电源用反馈绕组NF来代替偏置绕组NB。

(2)利用阻容吸收元件和阻塞二极管组成的R、C、VD型钳位电路，如(b)图所示。

(3)由阻容吸收元件、TVS和阻塞二极管构成的R、C、TVS、VD型钳位电路，如(c)图所示。

(4)由稳压管(VDZ)、阻容吸收元件和阻塞二极管(快恢复二极管FRD)构成的VDz、R、C、VD型钳位电路，如(d)图所示。

上述方法中以(c)的保护效果最佳，它能充分发挥TVS响应速度极快、可承受瞬态高能量脉冲之优点，并且还新增了RC吸收回路。鉴于压敏电阻器(VSR)的标称击穿电压值(U1nA)离散性较大，响应速度也比TVS慢很多，在开关电源中一般不用它构成漏极钳位保护电路。

要指出，阻塞二极管一般可采用快恢复或超快恢复二极管。但有时也专门选择反向恢复时间较长的玻璃钝化整流管1N4005Gp，其目的是使漏感能量能够得到恢复，以提高电源效率。玻璃钝化整流管的反向恢复时间介于快恢复二极管与普通硅整流管之间，但不得用普通硅整流管1N4005来代替lN4005Gp。

常用钳位二极管和阻塞二极管的选择见附表2。