摘 要

随着现代科技的不断进步，我们已经慢慢步入信息通信时代。混频器在如今的通信系统里面含有非常高的作用，但是现如今国内外对混频器性能这一方向研究的成果并不是很多，混频器在在如今的信息时代、电子手机等通讯设备中都起到了非常重要的意义。超宽带 (UWB) 系统和WiMAX系统的高数据速率传输和多功能无线应用时代即将到来。载波频率范围及其带宽不断增加。复杂数据处理的任务属于基带设计，而射频集成电路（IC）设计负责宽范围频率和宽带宽操作。 然而，高频和宽带射频电路的设计是整体解决方案实施中的一大挑战。对于有源混频器，晶体管具有执行宽范围和宽带宽频率转换的自然本能。由于输入/输出匹配网络、窄带无源元件和负载效应，混频器的宽带能力受到限制。

本文使用基于吉尔伯特单元混合器的架构。分析了各个管子的尺寸和计算了混频器的增益，并且使增益的仿真在linux环境下的Candence Virtuos中完成。由于单平衡MOS吉尔伯特型混频器存在本振泄漏，故本设计采用双平衡结构的有源混频器，以获得较高的变频增益，提高本振和射频的隔离度，且其输出能有效的抑制直流、本振和射频分量。最后根据指标参数设计出最大增益的plo为5dBm，输出中频5MHz，输入1dB压缩点为-9.81169 dB>-20 dB，噪声系数<15dB。

关键词：有源混频器；射频；cadence；吉尔伯特型

Abstract

With the continuous progress of modern technology, we have slowly entered the era of information and communication.Mixer plays a very high role in today's communication system, but now the domestic and foreign research results on mixer performance are not very much, mixer in today's information age, electronic mobile phones and other communication equipment have played a very important significance.

This paper uses an architecture based on a Gilbert unit mixer.By changing the MOS tube parameters and resistance parameters, due to the leakage of local vibration, the active mixer with dual equilibrium structure is designed to obtain high frequency conversion gain, improve the isolation degree of primary vibration and RF, and its output can effectively inhibit the DC, local vibration and RF components. Finally, the plo with the maximum gain is designed according to the index parameters is 5dBm, the output IF is 5MHz, the input 1dB compression point is-9.81169 dB> -20 dB, and the noise coefficient is <15dB.

Key words: Active mixer; cadence; Simulation design

目录

摘 要

Abstract

1 绪论

1.1 引言

1.2 国内外研究现状

1.3 本论文的主要内容

1.4 本论文的结构安排

2 混频器主要概述

2.1 混频器的基本原理

2.2 混频器的主要性能指标

2.2.1 转换增益

2.2.2 噪声系数

2.2.3 1dB压缩点

2.2.4 三阶截取点(IP3)

2.2.5 回波损耗

2.3 混频器的种类分析

2.3.1 有源混频器

2.3.2 无源混频器

2.3.3 下变频混频器

2.4 本章小结

3 吉尔伯特有源混频器的电路分析

3.1 传统吉尔伯特混频器

3.2 双平衡吉尔伯特混频器

3.3 吉尔伯特混频器的转换增益分析

3.4本章小结

4 基于跨导系数修正的混频器的设计与仿真分析

4.1 Cadence简介

4.2 本电路的主要涉设计性能指标

4.3 设计的混频器的电路结构和分析

4.3.1 电路结构分析

4.3.2 负载级设计和分析

4.3.3 开关级设计和分析

4.3.4 跨导级设计和分析

4.4 电路仿真分析

4.4.1 转换增益

4.4.2 噪声系数

4.4.3 功率频谱图

4.4.4 s参数

4.4.5 1dB压缩点

4.5本章小结

5 总结与展望

1 绪论

1.1 引言

从根本上说，混频器可以根据其直流功耗分为有源和无源。有源混频器能够提供转换增益，以减少接收器后续阶段所产生的噪声。这种转换增益降低了它们运行所需的LO功率，因此它们广泛用于射频应用。另一方面，无源混频器可以在非常高的频率 (>10GHz) 下工作，但总是表现出转换损耗而不是增益。除了出色的IM性能外，它们还提供高线性度和快速开关，但代价是所需的LO功率。因此，无源混频器在微波和基站电路中很受欢迎。然而，LO驱动以及良好的LO到RF和LO到IF隔离在低电压和低功率环境中难以实现，因此在设计集成电路时，有源CMOS混频器优于无源对应物。迄今为止，已经报道了各种有源混频器的拓扑结构，例如单FET、双门和吉尔伯特混频器（单平衡和双平衡）。在各种可用的混频器拓扑中，吉尔伯特单元拓扑已被广泛用于高性能IC应用。与单平衡拓扑相比，双平衡混频器具有更高的线性度、端口到端口隔离、改进的杂散增益产物抑制（对称性导致对 LO/RF 偶次产物的抑制）的显着特点。

因为伴随着现代科技的不断进步，我们已经慢慢步入信息通信时代在通信要求上的要求也越来越高，逐渐对其要求体积小、质量轻，能够把低噪声放大器、混频器等一些器件都共同集成在一个单片电路之中，通过这一个单片电路来实现相应的各项功能。无线通信技术已经成为我们生活的必需品，设计出低成本、尺寸更小的混频器成为了混频器发展的趋势，所以对有源混频器分析研制有着非常重要的意义。除此之外，由于它自身还有体积较小、集成度高、功能强大的优势，在目前不仅仅被应用在雷达侦测、通信、商业互联使用，也被广泛应用在各个领域。

混频器在当前现代通信里面已经成为了最重要的部件，因为他自身含有主动变频的功能，在很长一段时间里都成为当前世界强国争先恐后研究的对象。通俗的说，混频器的作用就是让目前接收机所接受到的所有不同频率的射频信号进行频率变换处理，最终让当前的频率变换到一个最合适的范围以内，然后后面的所有电路都能在设定好的频率范围里面进行工作，因为在一个系统里面他自身所具备的灵敏度和他自身的信噪比是有着非常密切的联系，所以一定要把目前的信噪比在最大范围内进行降低处理。所以对于混频器的设计与研究一定不能放慢脚步，积极投入人力物力，这样我们国家才能在国际上的信息与通信竞争里占据优势。

1.2 国内外研究现状

随着国内外对手机、个人数字助理 (PDA) 等手持和无线通信设备需求的巨大增长，促使研究人员在硅基IC上开发具有增强性能的射频电路。虽然对于射频应用，由双极和砷化镓技术实现的集成电路通常表现出很高的性能，而且基于 CMOS 的工艺非常精密，因为它通过实现通信 IC 的模拟和数字模块大大降低了成本和复杂性。CMOS 技术的进步使集成收发器的设计能够满足所有消费者和商业对便携性、延长电池寿命（由于最小化外部组件而降低功耗）、高数据速率和经济的无线通信解决方案的所有需求。

在目前来看，非常常见的都只是对有源混频器展开单独研究亦或者只是对混频器展开分析设计，但是在当前的炙手可热的高性能混频器这一位置并没有投入多少人力物力，所以要是从长远角度来看，不论是商业还是通信都有非常大的应用价值。

1.3 本论文的主要内容

本文介绍了一种基于双平衡吉尔伯特单元的下变频混频器。该混频器设计为在 2.5 GHz 射频频率和 5 MHz 中频下工作。混频器提供的转换增益在 2.1GHz 射频频率下最大约为 8dB。混频器核心电路的功耗约为 17mW。该混频器提供良好的射频到中频端口隔离。混频器采用 180nm CMOS 工艺，采用 1.8 V 电压源进行仿真。RF 功率为 -30dBm，LO 功率设置为 5dBm。

1.4 本论文的结构安排

本论文主要介绍了运放的相关背景以及目前的研究现状，分析了运放主要的性能指标，着眼于增益提高技术，设计出符合要求的高增益运放。本论文的主要内容包括：

1、绪论。介绍混频器的背景以及研究现状。

2、混频器的分析。首先介绍了混频器的主要性能指标，然后分析了双平衡吉尔伯特混频器的特点以及增益。

3、吉尔伯特有源混频器的电路设计。通过第二章的分析，基于双平衡吉尔伯特和有源的前提，设计出符合指标的混频器。

4、对设计出的具有跨到修正的有源混频器电路进行具体分析和仿真。

5、总结与展望。总结全文，认识不足，加以改进。

2 混频器主要概述

2.1 混频器的基本原理

对于一个理想的混频器有一下结构，如图2-1所示。包含一个RF射频端口，一个本振LO端口和中频IF端口。其中RF能够将低噪声放大器的输出信号收集，而IF端口则能够接收锁相环的输出信号。假如要处理两种不同频率的信号，可以采用混频器处理，这种基本的混频器能够将这两种频率信号进行相乘，从而可以得到一个新的信号。

图2-1 混频器基本原理示意图

其中混频器的基本计算公式如下所示，其中射频信号和本振信号的表达式分别为2.1和2.2，混合和的表达式为2.3。

实际上，这些输入和输出端口会产生额外不需要的信号频率，所以为了过滤这些频率。需要进一步对混频器进行相应的优化。本设计就是基于此优化目标开展。

2.2 混频器的主要性能指标

2.2.1 转换增益

在混频器中需要对其进行增益范围规范，它是对电压或者功率在混频器中的增加程度进行一种衡量。在混频器中，主要研究其电压转换增益。其中电压转换增益的表达式分别如下：

上式中，VIF和VRF分别表示中频和射频输出电压的数值。

2.2.2 噪声系数

混频器和放大器类似，在发挥功能的过程中会产生相应的噪声。对这种产生噪声进行性能描述叫做噪声系数，用NF表示。其公式为2.5所示。

2.2.3 1dB压缩点

如果对混频器的输出功率进行描述，引入1dB压缩点的概念。输出功率的高低和压缩点的大小呈现出正比关系。但是为了防止输出信号产生失真的现象，必须对压缩点进行相应的限制。

2.2.4 三阶截取点(IP3)

在混频器实际运行中，对其进行失真性能和线性度进行描述的时候需要引入三阶截取点(IP3)的概念。同样的，IP3的高低和混频器线性度的大小呈现出正比关系，和失真的多少呈反比。越高的IP3说明混频器的失真度越低。

2.2.5 回波损耗

通常情况下，射频RF输出信号不是全部输出的，会经常性的有一部分信号被反射回到发射端的信号源处理。这种反射性能的大小可以用回波损耗来描述。其单位用dB表示。

2.3 混频器的种类分析

2.3.1 有源混频器

下变频混频器是接收机前端的关键模块之一。有源混频器作为一种流行的拓扑结构，具有良好的端口隔离和转换增益性能。然而，它的大噪声系数不可避免地会降低整个接收器的性能。混频器噪声系数足够低，则可以解决这个问题。接下来更详细地分析开关跨导混频器的性能，重点是与功能等效的传统双平衡有源混频器进行比较。为简单起见，有时将传统混频器称为“Gm + Sw”，将开关跨导混频器称为“SwGm”。图 2-2显示了一个双平衡 SwGm 混频器，两个 NMOS 差分对充当跨导器gm1和gm2，以及两个实现 LO 开关的反相驱动 CMOS 反相器。

图2-2 一种有源混频器电路原理图

首先考虑混频器的左半部分，带有跨导器gm1。 如果开关具有足够低的导通电阻，则可以将差分跨导器细分为两个独立的晶体管，每个晶体管都用作跨导器。如果忽略电容效应，输出电流Io1，gm1 是瞬时 LO 电压 VLO(t) 和 RF 输入电压 VB+1/2VRF 的函数，其中 VB 是 RF 输入的直流偏置电压，VRF 是 小信号射频输入电压如下：

由于VRF较小，一阶泰勒展开式可用作近似值：

上式可进一步写作为：

其中 IB1(t) 是跨导 gm1 的时变偏置电流，而 gm1(t) 是各个晶体管的时变跨导，导致混频器操作。 对通过 gm1 到 Io2 的反相射频信号路径的相同分析呈现

2.3.2 无源混频器

已经有许多出版物使用无源混频器架构来避免 1/f 噪声问题。最常见的 CMOS无源混频器架构采用“电流输入和电流输出”方法，使用跨阻放大器 (TIA) 输出级在混频器输出端提供低阻抗，如图1所示。由于转换损耗和众所周知的 TIA 噪声放大，这种方法将表现出高 NF。常见的研发无源混频器方法，例如二极管或 FET 混频器，本质上是有损耗的，给系统增加的噪声等于转换损耗。这需要硬件设计人员在无源混频器外部提供额外的放大，以恢复损耗，并掩盖其相关的噪声系数。此外，无源混频器的互调性能与施加的本地振荡器 (LO) 功率成正比。通常，LO 功率需要在 +17 dBm 到 +23 dBm 的范围内才能获得高性能。这样的功率水平需要对 LO 信号使用片外放大和滤波，这可能导致 LO 泄漏和馈通问题。如图2-3所示是一种典型的无源混频器：

图2-3 一种无源混频器电路原理图

2.3.3 下变频混频器

无论是单平衡（SB）下变频混频器还是双平衡（DB）混频器，主要由混频器核心电路组成，包括驱动级（跨导）和开关，以及阻抗匹配电路。其电路图如图2-4所示。

图2-3 一种下变频混频器电路原理图

2.4 本章小结

本章主要介绍了基本混频器的原理，接下来进一步确定设计做好铺垫。因为一个实用的混频器电路由多个频率组成，同时混频器电路也被认为是多端口非线性电路。它需要相关的电路具有两个功能：一个功能将每个输入信号从信号端口引入混频器核心电路并引导输出到输出端口尽可能无损；另一个充当申报者。如果没有最佳的端口匹配电路，这些谐波分量就会产生噪声。在这种情况下，每个 I/O 端口的阻抗匹配电路的设计直接影响混频器的噪声系数 (NF) 和性能。众所周知，NF和转换增益（CG）是RF设计参数中的关键参数。因此，本文的重点是混频器的 NF 和 CG 之间的权衡。通过权衡设计要求，对射频平衡下变频混频器的噪声特性进行分析和仿真，本文将采取有源下变频混频器结构设计。将这些最佳架构应用于混频器，预测将大大提高混频器在混频器拓扑电路中的性能。

3 吉尔伯特有源混频器的电路分析

3.1 传统吉尔伯特混频器

大多数流行的CMOS混频器拓扑都是基于由Gilbert引入的传统双极交叉耦合差分调制器级。吉尔伯特单元的CMOS版本的拓扑结构类似于吉尔伯特最初提出的双极版本。然而，由吉尔伯特提出的混频器的操作是跨线性的。本章主要内容是对吉尔伯特单元构成混频器电路进行分析。

图3-1 吉尔伯特电路原理图

图3-1中所示的吉尔伯特单元混频器采用开关电流原理工作。总体概念如图3-2所示。每次开关串联改变位置时，通过负载电阻的小信号电流的方向就会反转。

图3-2 原吉尔伯特Mixer操作模型

Gilbert电路主要有以下跨导级，开关级和负载级电路结构构成。

3.2 双平衡吉尔伯特混频器

图3-3所示的双平衡吉尔伯特混频器包括一个跨导级、一个 LO 开关级和一个输出负载级。 RF输入信号在跨导级被放大，在LO开关级下变频为IF电流信号，然后由输出负载级转换为电压信号。 DCR 混频器的主要噪声源是 LO 开关级的闪烁噪声，因为 IF 信号位于接近直流频率的位置，低于噪声的转角频率。噪声对 LO 开关核心的影响由两种机制描述。一是在开/关传输时间孔径期间以采样级的1/f 噪声的直接影响。另一种是闪烁噪声对寄生电容（Cp）的充电和放电的间接影响。关于直接闪烁噪声的影响，噪声采样孔径由 LO 级的开关渡越时间决定，可以通过缩小孔径来降低噪声。孔径可以通过使用传统混频器中的 MOS 开关电路来减小，如图3-4所示。MOS 开关电路在每个开关瞬间在节点 A 和 B 处提供电流。随着电流流入开关级，采样孔径减小，混频器的噪声系数得到改善。为了有效地插入电流，MOS 单元的尺寸应该足够大以产生适量的电流。

图3-3 双平衡吉尔伯特混频器电路原理图

图3-4 带有 MOS 开关电路的吉尔伯特混频器电路原理图

3.3 吉尔伯特混频器的转换增益分析

回过头继续分析3-1的吉尔伯特电路图，可以用以下公式表描述其电压转换增益：

对于上述转换增益的公式，gm用来表示跨导级部分M1，M2的跨导数值。RL则是负载级部分的负载电阻。

由于射频输入模块在饱和区域工作转换增益公式可以被替换近似公式为：

对于上式来说，混频器的增益是和成正比的。对gm进一步来分析，其中对于实际设计需要考虑的因素，将其描述为：

从3.3式中可以明显地看出，对于混频器的转换增益，gm起了至关重要的作用，进一步调节其大小能够控制整个电路的增益。所以，在接下来的实际设计中，要尽可能的使负载级的负载电阻值增加，并且进一步提高gm的大小，这样可以获得更大的转换增益。

3.4本章小结

本章着重分析了吉尔伯特单元构成混频器的主要作用，双平衡 Gilbert 混频器是最流行的混频器，因为它具有低射频和本地振荡器 (LO) 馈通。然而，混频器的高噪声系数会降低整个接收器的性能。在混频器的 LO 阶段，混频器的开关操作具有开/关转换两种特性。通过分别对传统非平衡吉尔伯特混频器和双平衡吉尔伯特混频器的综合分析考虑，决定采用双平衡结构用于涉及电路。

4 基于跨导系数修正的混频器的设计与仿真分析

4.1 Cadence简介

Cadence公式用于提供的是芯片设计、PCB版图设计以及信号仿真的EDA设计软件，提供memory，analog，Soc peripheral 的服务。其软件产品包含了全部的电子电路设计流程，包括模拟混合信号，射频IC设计，PCB设计与硬件仿真等。

其中Cadence-spectre中SpectreRF添加了一些分析方法，支持有效地计算常见的模拟和射频通信电路的工作点、传递函数、噪声和失真，如混频器、振荡器、样本和保持器，以及开关电容滤波器。

SpectreRF 的分析类型中第一种是周期稳态(PSS)分析，这是一种直接计算电路的周期稳态响应的大信号分析。使用PSS，仿真时间与电路的时间常数无关，因此PSS可以快速计算具有长时间常数的电路的稳态响应。

第二种分析方法是周期性小信号分析。在完成PSS分析后，SpectreRF可以预测频率转换电路的小信号传递函数和噪声，如混频器或周期性驱动电路，如振荡器、开关电容或开关电流滤波器。周期小信号分析——周期交流(PAC)分析、周期传递函数(PXF)分析和周期噪声(Pnoise)分析——类似于Spectre的交流、XF和噪声分析，但传统的小信号分析仅限于具有直流工作点的电路。周期性小信号分析可应用于具有周期性工作点的电路，

4.2 本电路的主要涉设计性能指标

为了达到基本的设计要求，对电路采用了双平衡吉尔伯特结构和有源下变频结构涉及，其设计的指标如表4.1所示。

根据此性能指标来设计混频器电路

电源电压为1.8V，电流小于5mA，转换电压增益大于5db，输入1db压缩点>-20dbm；噪声系数<15db；输入射频频率2.4-2.4835GHz;输出中频为5MHz。

4.3 设计的混频器的电路结构和分析

4.3.1 电路结构分析

本文设计出了一种基于双平衡吉尔伯特单元的有源下变频跨导修正变频器，设计基于的原理图如图4-1所示。在Candence中实际设计电路如图4-2。并且对于仿真电路，设计了一种巴伦网络，利用差分结构给设计的电路提高差分信号。接下来对设计的电路进行具体分析。

图4-1 本设计基于的电路原理图

图4-2 本设计的实际电路图(基于IC618)

4.3.2 负载级设计和分析

传统的负载电路一般采用RC设计，本设计中的负载电路如图4-3所示。

图4-3 负载电路设计

作为负载级，RC可以有效地提高混频器地电压转换增益。为了便于分析，将其换算成等效公式如下：

这里计算得到电阻值为1KΩ。

4.3.3 开关级设计和分析

本设计的开关级电路图如4-4所示。

图4-4 开关级电路设计

对于上述电路，LO能够控制M0,1和M2,3两组MOS管交替工作。在这里对四个NMOS管进行宽长参数的确定。

根据本设计的要求，给定的高电平电压VDD为1.8V。基于饱和电流公式：

计算得到对于TSMC 180 nm工艺来说，n为90 A/V2，n为20 A/V2。先选择合适的驱动电压后再计算本次设计的宽长比。基于一般情况下，将0.2 V作为本次设计的驱动电压。根据上述公式计算各个管子宽长比，计算过程和结果如下：

计算M0，M1宽长比：

计算M2，M3的宽长比：

4.3.4 跨导级设计和分析

对于跨导电路来说，实际设计图如图4-5。

图4-5 跨导级电路设计

M4的宽长比为：

M5的宽长比为：

计最终将手工计算出的各个MOS管工艺尺寸数据列出，如表3-1所示。

表3-1 器件参数

4.4 电路仿真分析

仿真电路图如图4-6所示。

图4-6 仿真电路图

4.4.1 转换增益

转换增益如图4-7 所示，其最终结果显示为7.1dB。满足设计要求。

图4-7 转换增益随频率变化

4.4.2 噪声系数

如图487所示，噪声系数随着频率的变化而变化，最终结果显示前仿和后仿系数均小于15dB，满足设计要求。

图4-8 噪声系数仿真

4.4.3 功率频谱图

如图4-9所示是混频器功率频谱图。

图4-9 噪声系数仿真

4.4.4 s参数

混频器的s参数如图4-10所示。

图4-10 s参数和史密斯圆图

4.4.5 1dB压缩点

如图4-11所示。大于-20dB，满足设计要求。

图4-11 1dB压缩点

4.5本章小结

在本章开始了对基于吉尔伯特混频器电路整体的设计与仿真，这里的仿真结果所处的射频频率范围在2.4GHZ-2.4835GHz之间，中频处于5MGHz的功耗通常低于5dB，为了改善噪声系数以及线性度，我们在其中加入了电容电感，最终结果表明再在不影响混频器其他性能的情况下，实现了功耗低、噪声小、线性度高的特点。

5 总结与展望

有源下混频器在如今的通信系统里面含有非常高的作用，但是现如今国内外在对谐波镜像对混频器进行抑制这一方向研究的成果并不是很多，但是高性能混频器在如今的通信时代、5G等各个领域中都起到了非常重要的意义，而且在当前毫米波本振源非常难获得的情况下，如果使用谐波混频的方案，最终可以减少对本振源的要求。

在本次芯片设计里面使用了吉尔伯特混频器电路结构，给后于两个混频元件提供相应的本振信号，最终的仿真结果能够得出：混频器的射频在24-24.385GHz之间，功耗电流基本都低于5mA，输入1db压缩点>-20dbm，噪声系数<15db，转换电压增益大于5db，输入输出中频在5MHz测试结果基本达到了预期的目标，但仍有些地方需要改进和完善。

本论文仅仅研究了射频接收机其中的有源混频器，本文设计电路总体性能指标已经达到本科毕业论文要求，但还需要继续深入研究，能够再次提高混频器增益。在射频接收机中还有很多其他模块，比如滤波器、低噪声放大器等。这些模块在本文中还没有进行研究与探讨，这些都需要后续继续学习与研究。在整个系统中，每一个模块都是相互作用的，所以对于整个混频器系统还需要更加深入的学习。

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