光伏、风力、燃料电池等新能源具有清洁、无污染、储量丰富等优点，其开发与利用已成为缓解全球能源危机和环境污染的重要途径^[1]。

然而单一的新能源发电系统容易受到地理环境、气候等因素影响，存在供电不连续、稳定性较差等缺陷，为提高供电系统稳定性和灵活性，需要采用多种新能源联合供电的分布式发电系统^[2-3]。

传统的新能源分布式发电系统中，光伏电池、风力发电机等新能源发电设备分别通过一个单输入直流变换器进行功率变换，并将各路直流变换器输出端串联或并联构成公共的直流母线，再级联一个Buck型逆变器向交流负载供电或并网发电^[4-5]。文献[5]提出了一种具有两级功率变换的风光互补发电系统，由两个Buck/Buck-Boost直流变换电路与一个Buck型逆变电路两级级联构成，实现了多输入源最大功率并网，但每一路输入源都需要单独控制、电路拓扑复杂、体积庞大、成本较高，其实用性受到很大程度的限制。

为了简化电路结构，降低体积重量和成本，有必要将多个单输入直流变换器集成一体化^[6-9]。文献[7]论述了一种Buck/Boost/Buck-Boost多输入直流变换器型分布式发电系统，多输入源以斩波形式串联连接，该直流变换器具有多输入源可同时供电、占空比调节范围较大等优点，但续流回路存在多个二极管，不易扩展。文献[8]论述了一种两级多绕组Buck直流变换器型分布式发电系统，其中，多绕组Buck型直流变换器中的多输入源通过多个全桥Buck逆变单元与一个多绕组高频变压器连接，该分布式发电系统具有输入输出间及多输入源间高频隔离、占空比调节范围宽等优点，但变压器结构复杂、功率器件多、控制复杂。

本文提出了一种分时供电全桥Buck型双输入直流变换器，具有电路结构简洁、功率器件电压应力低、控制简单、集成度高、易于扩展等特点。分析研究了其最大功率输出能量管理控制策略和稳态原理特性，最后通过3 kW的样机验证了理论分析的正确性和可行性。

1 电路拓扑

分时供电全桥Buck型双输入直流变换器电路拓扑，是由两个并联分时选择支路和一个Buck型直流变换器级联构成，如图1所示。其中，每个并联分时选择支路是由并联选择开关S_s1(S_s2)和反向阻断二极管D_s1(D_s2)串联构成的。

分时供电全桥Buck型双输入直流变换器将两路不稳定的输入源电压U_i1、U_i2变换成正弦双半波电压u_L(电流i_L)，具有如下特点：(1)两输入源共同使用一个Buck型直流变换器，电路拓扑简洁，属于单级功率变换；(2)双输入选择开关在一个高频开关周期内分时工作，两输入源分时向负载供电，功率开关器件电压应力低；(3)负载与输入源之间高频电气隔离，电压匹配能力强；(4)通过控制选择开关S_s1、S_s2的占空比可以实现双输入源输出功率的调节和双输入源的优先或充分利用。

2 能量管理控制策略

2.1 最大功率输出能量管理控制策略

为了充分利用两路新能源，分时供电全桥Buck型双输入DC-DC变换器采用最大功率输出能量管理SPWM控制策略^[9-10]，如图2所示。其中，u_{gs_Ss1}、u_{gs_Ss2}和u_{gs_S1-4}分别为并联选择开关S_s1、S_s2及高频逆变开关S_1-4的驱动信号。

该能量管理SPWM控制策略是间接地通过对正弦双半波负载电流瞬时值和两输入源输出功率之比的控制来实现两输入源的最大功率输出，主要包括对两路输入源的MPPT控制和负载电流的正弦双半波控制。工作过程如下：(1)分别采样两路输入源的电压和电流，经MPPT控制算法后得到的输出值作为电压外环的参考信号U_i1*和U_i2*，参考信号与采样信号经PI运算后再与正弦基准信号一起送入乘法器，其输出分别作为电感电流的给定。图中的i_L1和i_L2分别为两输入源根据能量管理得到各自需要提供给负载的功率后，在同一个电感电流上体现出来的两个分量。(2)电感电流反馈值与基准值进行比较及PI运算后得到两路误差信号，定义第一路误差信号为i_e1，两路误差信号之和为i_e2，再分别将i_e1与i_e2经绝对值电路后与锯齿波u_c交截，所产生的PWM脉冲信号u_k1和u_k2经逻辑组合电路后得到选择开关管S_s1和S_s2对应的驱动信号，载波二分频信号分别和u_k2经逻辑与得到逆变桥四个开关管S₁~S₄的驱动信号。

2.2 双模式MPPT控制算法

为了能同时实现设计简单和控制精度高的要求，本文采用开路电压法和扰动观察法相结合的双模式MPPT算法实现光伏电池MPPT控制^[11-12]，如图3所示。

系统启动前，检测光伏电池的开路电压，光伏电池最大功率点的参考值取为0.8倍开路电压值，提高系统跟踪速度。此后，在扰动观察法的作用下，实时检测电压电流参数，最终使光伏阵列逐渐稳定在最大功率点附近。双模式MPPT算法具有跟踪速度快、控制精度高等特点，兼具开路电压法和扰动观察法的优点，能够有效地实现光伏电池MPPT控制。

3 稳态原理特性分析

分时供电全桥Buck型双输入DC-DC变换器在一个高频开关周期内选择开关S_s1和S_s2分时导通，两路输入源依次供电，共有5种工作模态，如图4所示。

工作模态1：选择开关S_s1和阻断二极管D_s1导通，S_s2和D_s2截止，高频逆变开关S₁和S₄导通，输入源U_i1通过U_i1-S_s1-D_s1-S₁-N₁-S₄回路流通，高频变压器一次绕组电压为上正下负，为+1态，副边绕组通过N₂-D₁-L_f-u_L-D₄回路向负载供电，电感电流i_Lf以(U_i1N₂/N₁-U_L)/L_f的斜率上升。

工作模态2：选择开关S_s1和阻断二极管D_s1截止，S_s2和D_s2导通，高频逆变开关S₁和S₄导通，输入源U_i2经U_i2-S_s2-D_s2-S₁-N₁-S₄回路将输入电压加在高频变压器原边绕组两端，其电压上正下负，为+1态，副边绕组通过N₂-D₁-L_f-u_g-D₄回路向负载供电，电感电流i_Lf以(U_i2N₂/N₁-U_L)/L_f的斜率上升。

工作模态3：选择开关S_s1、S_s2均截止，副边整流二极管D₁、D₂、D₃、D₄均处于导通状态，电感电流i_Lf通过整流二极管构成续流回路，电感电流以-U_L/L_f的斜率减小。

工作模态4：选择开关S_s1和阻断二极管D_s1导通，S_s2和D_s2截止，高频逆变开关S₂和S₃导通，输入源U_i1通过U_i1-S_s1-D_s1-S₂-N₂-S₃构成的回路将输入电压加在高频变压器原边绕组两端，其电压上负下正，为-1态，副边绕组通过N₂-D₂-L_f-u_L-D₃回路向负载供电，电感电流i_Lf以(Y_i1N₂/N₁-Y_L)/K_f的斜率上升。

工作模态5：选择开关S_s1和阻断二极管D_s1截止，S_s2和D_s2导通，高频逆变开关S₂和S₃导通，输入源U_i2通过U_i2-S_s2-D_s2-S₂-N₁-S₃回路流通，高频变压器原边绕组电压为上负下正，为-1态，副边整流二极管D₂、D₃导通，副边绕组通过N₂-D₂-L_f-u_L-D₃回路向负载供电，电感电流i_Lf以(U_i2N₂/N₁-U_L)/L_f的斜率上升。

由各模态等效电路可知，在一个高频开关周期内逆变桥开关管各导通一次，选择开关S_s1和S_s2在一个高频开关周期内+1态和-1态阶段均导通一次，即在一个开关周期内分别开通和关断两次。

4 样机实验

设计实例：两路输入源均采用瑞佳通可编程直流电源TC.P.16.800.400.PV.HMI模拟供电，额定最大功率点电压U_i1=288 V、U_i2=250 V，输出电压220 V正弦双半波，负载额定功率P=3 kW，高频逆变开关频率f_s=30 kHz，高频变压器磁芯为Mn-Zn R2KBD型铁氧体PM74/59、绕组匝比N₂:N₁=24:17，输入滤波电容C_i1=C_i2=1.88 mF，滤波电感L_f=1.2 mH，滤波电容C_f=2.2 μF，S_s1-S_s2选用IXFH60N50P3型MOSFET，S₁-S₄选用IXFH34N50P3型MOSFET，D_s1-D_s2选用DPG30I400HA型快恢复二极管，D₁-D₄选用DSEI30-06A型快恢复二极管，控制芯片采用TMS320F28069、主频90 MHz。

设计并研制的3 kVA分时供电全桥Buck型双输入直流变换器样机在带正弦双半波电压源负载、两输入源最大功率点处时的实验波形，如图5所示。

图5实验结果表明：(1)S_s1和S_s2在一个高频开关周期内分时导通，开关频率为60 kHz，电压应力小，如图5(a)、图5(b)所示；(2)高频逆变开关S₁~S₄在一个高频开关周期各导通一次，开关频率为30 kHz，电压应力为输入电压最大值，如图5(c)、图5(d)所示；(3)副边整流二极管端电压被箝位到电容电压，如图5(e)、图5(f)所示；(4)变压器副边绕组电压u_N2正负半周对称，呈现+1态和-1态，如图5(e)、图5(f)所示；(5)输出正弦双半波电流质量高且与正弦双半波电压同频同相，波形THD小，如图5(g)所示。

5 结论

本文所提出分时供电全桥Buck型双输入直流变换器电路拓扑，是由两个并联分时选择支路和一个Buck型直流变换器级联构成的，具有结构简洁、高频电气隔离、单级功率变换、体积重量小、输出波形质量高、易于扩展等优点。

系统采用最大功率输出能量管理SPWM控制策略，通过输入电压环和SPWM电流瞬时值控制，实现双输入源最大功率输出和输出电流正弦双半波的控制。

该直流变换器在一个高频开关周期内有5个工作模态，并联选择开关Ss1和Ss2分时导通，两路输入源分时向负载供电，开关器件电压应力低。

本文设计并研制了3 kVA分时供电全桥Buck型双输入直流变换器样机，具有电路结构简洁、体积重量小、负载电流质量高等优良性能，验证了所提出电路拓扑和控制策略的正确性与可行性。

参考文献

[1] 张计科，王生铁.独立运行风光互补发电系统能量优化管理协调控制策略[J].太阳能学报，2017，38(10)：2894-2903.

[2] Cao Guoen，Sun Kai，Jiang Siyue，et al.A modular DC/DC photovoltic generation system for HVDC grid connection[J].Chinese Journal of Electrical Engineering，2018，4(2)：56-64.

[3] 江加辉，陈道炼.总线并行CPU分时复用能量管理控制准单级分布式光伏逆变器[J].中国电机工程学报，2018，38(10)：3068-3076.

[4] 潘健，刘天俊，黎家成.一种用于光伏最大功率点跟踪的Boost电路[J].电子技术应用，2019，45(2)：113-116.

[5] 於锋，胡国文.采用双输入两级式风光互补发电的并网技术[J].电力电子技术，2011，45(5)：10-12.

[6] 廖志凌，徐艳杰，施卫东.风光互补双输入Buck-Boost直流变换器的研究[J].电测与仪表，2014(2)：63-66.

[7] KUMAR L，JAIN S.A multiple input DC-DC converter for interfacing of battery/ultracapacitor in EVs/HEVs/FCVs[C].2012 IEEE 5th India International Conference on Power Electronics(IICPE)，2012：1-6.

[8] JAFARI M，MALEKJAMSHIDI Z，Lei Gang，et al.Design and implementation of an amorphous high-frequency transformer coupling multiple converters in a smart microgrid[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2017，64(2)：1028-1037.

[9] 蔡国伟，孔令国，潘超，等.风光储联合发电系统的建模及并网控制策略[J].电工技术学报，2013，28(9)：196-204.

[10] 邱琰辉，陈道炼，江加辉.多能源联合供电系统电路结构与能量管理策略[J].电力电子技术，2017(3)：49-52.

[11] 陈亚爱，周京华，李津，等.梯度式变步长MPPT算法在光伏系统中的应用[J].中国电机工程学报，2014，34(19)：3156-3161.

[12] 李演明，郑怀仓，文常保，等.一种基于双向变换器的太阳能电池储能供电系统[J].电子技术应用，2018，44(11)：129-132.

作者信息:

李钊钦，陈道炼

(青岛大学 电气工程学院，山东 青岛266071)