功率放大电路与Multisim仿真学习笔记

前言

今天开始写功率放大电路

功率放大电路的特点

要向负载提供足够大的输出功率，即电压放大与电流放大。
最大输出功率：Pom=Ucem2⋅Icm2=12UcemIcmP_{om}=\frac{U_{cem}}{\sqrt{2}}\cdot\frac{I_{cm}}{\sqrt{2}}=\frac{1}{2}U_{cem}I_{cm}Pom=2Ucem⋅2Icm=21UcemIcmUcem和IcmU_{cem}和I_{cm}Ucem和Icm分别为集电极输出的正弦电压和电流的最大幅值。
功率放大电路的效率：η=PoPV\eta=\frac{P_{o}}{P_V}η=PVPoPoP_{o}Po为放大电路输出给负载的功率，PV{P_V}PV为直流电源VCCV_{CC}VCC提供的功率

推挽电路

如下图所示

由图可知，在输入信号的正半周期时，VT1VT1VT1导通，VT2VT2VT2截止；在负半周期时，VT2VT2VT2导通，VT1VT1VT1截止；两个三极管在不断地交替导通和截止，两者的输出在负载上合并得到完整周期的输出信号。这种电路称为推挽电路。
当输入电压为零时，两个三极管均截止，静态功耗为零。
加上正弦输入电压后，两个三极管轮流导通，三极管的平均功耗相对较小，使直流电源提供的功率较多地传送给负载。

OTL互补对称电路

由我上一篇写的共集电极放大电路与Multisim仿真学习笔记可知，当负载电阻过小时，射极跟随器输出波形底部会被截去。为改善这种缺点，将发射极负载电阻换成PNP型晶体管，如下图所示

使用配对的PNP型2N5401三极管代替发射极负载电阻。npn型三极管将电流推给负载，PNP型三极管吸收电流，所以称为推挽型射极跟随器。该电路输入输出波形如下图所示

可见当负载为100Ω100\Omega100Ω时，取出了±23mA\pm23mA±23mA的电流，但输出波形底部并没有被截去。不过，在0V0V0V附近出现了交越失真，这是因为基极与发射极电位差小于0.7V，三极管截止，所以在输出波形中央产生±0.7V\pm0.7V±0.7V的盲区。
像这种输出端省去变压器，输入端通过大电容C1C_1C1连接两个三极管的基极，输出端通过大电容C2C_2C2连接负载，称为OTL电路。
上面电路为OTL乙类互补对称电路（每管的导电180∘180^\circ180∘，称为乙类电路；上一篇写的射极跟随器导电360∘360\circ360∘，称为甲类电路；两者间为甲乙类电路）。可测得此电路静态基极电位UB=6VU_B=6VUB=6V.
另外，经过对此电路测试，可知当输入信号一定时，两个三极管的基极电流与负载存在以下关系IC=VCC/2−URLI_C=\frac{V_{CC}/2-U}{R_L}IC=RLVCC/2−U输入3V正弦信号时，此电路集电极电流IC≈6V−5V100Ω=10mAI_C{\approx}\frac{6V-5V}{100\Omega}=10mAIC≈100Ω6V−5V=10mAICI_CIC的最大电流为Icm=VCC/2−UCESRLI_{cm}=\frac{V_{CC}/2-U_{CES}}{R_L}Icm=RLVCC/2−UCES
为改进改电路存在的交越失真，加入二极管消除晶体管的盲区，如下图

加入2N4007二极管后可见UB1=6.5VU_{B1}=6.5VUB1=6.5V，UB2=5.5VU_{B2}=5.5VUB2=5.5V，而发射极电压UE=6VU_E=6VUE=6V,使得两个三极管的基极与发射极间的电位差为0.5V0.5V0.5V,所以输入信号在0V0V0V附近变化时，发射结能导通。可见二极管的压降抵消了晶体管的UBEU_{BE}UBE，消除了交越失真。波形如下图

然而，由于温度的升高，使得UF>UBEU_F>U_{BE}UF>UBE,输入电压为0V0V0V时也导通，导致集电极电流作为空载流动，导致加大集电极电流，造成热击穿。可改进成下图形式

R5R_5R5和R6R_6R6作用是防止空载时集电极电流过大，但也会使得输出阻抗增加。
二极管用三极管代替，得UB=U3CE=(R3+R4)i=R3+R4R3⋅U3BEU_B=U_{3CE}=(R_3+R_4)i=\frac{R_3+R_4}{R_3}\cdot{U_{3BE}}UB=U3CE=(R3+R4)i=R3R3+R4⋅U3BE改变R4R_4R4与R3R_3R3之比，将UBU_BUB设为2U3BE2U_{3BE}2U3BE，即UB=U1BE+U2BEU_B=U_{1BE}+U_{2BE}UB=U1BE+U2BE（理想认为U3BE=U1BE=U2BEU_{3BE}=U_{1BE}=U_{2BE}U3BE=U1BE=U2BE，但实际上由于晶体管的不同，调整R3R_3R3或R4R_4R4使UB=U1BE+U2BEU_B=U_{1BE}+U_{2BE}UB=U1BE+U2BE即可）。
上图实验UB=1.379VU_B=1.379VUB=1.379V时,输出波形几乎贴近于输入电压波形，如下图所示

小型功率放大器设计

例：设计电压增益20dB20dB20dB，输出功率0.2W0.2W0.2W以上（8Ω8\Omega8Ω负载）的功率放大器。
前置电路为共发射极放大电路，后置电路为设计跟随器，如下图

1. 确定直流电源电压

电源电压由输出功率决定Uo=Po⋅Z=0.2W×8Ω=1.26VU_o=\sqrt{P_o\cdot{Z}}=\sqrt{0.2W\times{8\Omega}}=1.26VUo=Po⋅Z=0.2W×8Ω=1.26VVp−p=22Uo=3.6VV_{p-p}=2\sqrt{2}U_o=3.6VVp−p=22Uo=3.6V
这里选12V单电源。

2. 确定共射放大电路

负载电流峰值为1.8V/8Ω=225mA1.8V/8\Omega=225mA1.8V/8Ω=225mA,则共射放大电路提供的基极电流为225mA/β=1.7mA225mA/\beta=1.7mA225mA/β=1.7mA共射极放大电路集电极电流要比其大得多，取10mA10mA10mA。
发射极电位取2V2V2V,则发射极负载电阻为2V/10mA=200Ω2V/10mA=200\Omega2V/10mA=200Ω
根据第一篇讲的晶体管放大电路与Multisim仿真学习笔记，计算得R1R1R1取4kΩ4k\Omega4kΩ，R2R_2R2取12kΩ12k\Omega12kΩ。
将Q4Q_4Q4集电极电位定为7.4V7.4V7.4V,则R9=12V−7.4V10mA=460ΩR_9=\frac{12V-7.4V}{10mA}=460\OmegaR9=10mA12V−7.4V=460Ω取标称值电阻470Ω470\Omega470Ω。
取R3=22ΩR_3=22\OmegaR3=22Ω，R4=180ΩR_4=180\OmegaR4=180Ω,则电压放大倍数约为21倍（由于损耗，需要高于要求的放大倍数）。

3. 射极跟随器偏置电路

取流过R5R_5R5与R6R_6R6的电流为10mA/10=1mA10mA/10=1mA10mA/10=1mA，则R5=uBEI=0.7V1mA=700ΩR_5=\frac{u_{BE}}{I}=\frac{0.7V}{1mA}=700\OmegaR5=IuBE=1mA0.7V=700Ω取标称值电阻680Ω680\Omega680Ω,由上面讲的可知，R6R_6R6与R5R_5R5相同即可。

4. 确定设计跟随器发射极电阻

R7//R8R_7//R_8R7//R8取负载电阻十分之一以下，这里取R7=R8=0.5ΩR_7=R_8=0.5\OmegaR7=R8=0.5Ω，此外调整电路空载时Q1Q_1Q1和Q2Q_2Q2发射极间的压降到希望的值。将空载电流（输入信号为零）设为30mA30mA30mA，调整R6R_6R6使其压降为30mV(1Ω×30mA)30mV(1\Omega\times30mA)30mV(1Ω×30mA)。

5. Multisim仿真验证

设置好参数进行仿真，如下图

可见8Ω8\Omega8Ω负载时，该功率放大器电压放大倍数为1.277V/125.672mV≈10.16倍(理论计算得负载电压为1.26V，满足要设计要求)1.277V/125.672mV\approx10.16倍(理论计算得负载电压为1.26V，满足要设计要求)1.277V/125.672mV≈10.16倍(理论计算得负载电压为1.26V，满足要设计要求)
输出电流为159.645mA(理论峰值电流为225mA，有效值为159mA,满足要求)159.645mA(理论峰值电流为225mA，有效值为159mA,满足要求)159.645mA(理论峰值电流为225mA，有效值为159mA,满足要求)则输出功率为Po=1.277V×159.645mA≈0.2WP_o=1.277V\times159.645mA\approx0.2WPo=1.277V×159.645mA≈0.2W
前置射极放大电路与后置射极跟随器输出电压波形如下图

OCL互补对称电路

由于OTL电路输出端通过大电容连接负载，在低频时容易失真，而且大电容由电感效应，高配时将产生相移，并且大电容无法用于集成电路。
将输出端大电容去掉，两个三极管分别用两路正负直流电源供电，这种电路称为OCL电路，如下图所示

根据上面所学的方法设计好电路，该电路输出电压波形图如下所示

完美的输出波形。好啦，本篇完结！