[转载][转]无线衰落信道、多径与OFDM、均衡技术
参见 张贤达 通信信号处理。OFDM移动通信技术原理与应用,移动通信原理 吴伟陵
无线信道的传播特征
无线信道的大尺度衰落
阴影衰落
无线信道的多径衰落
多径时延与与叠加后的衰落
频率选择性衰落和非频率选择性衰落
符号间干扰ISI的避免
多径信号的时延扩展引起频率选择性衰落,相干带宽=最大时延扩展的倒数
多普勒效应
时变性、时间选择性衰落与多普勒频移
相干时间与多径
OFDM对于 多径 的解决方案
多径信号在时域、频域的分析思考
1,多径信号是空间上的多个不同信号。各参数应分别从时域、频率进行考察。
2,符号间干扰ISI是时域的概念,时延、多径均影响了ISI
3,信道间干扰ICI是频域的概念,时延、多径均影响了ICI
其中d表示移动台与基站的距离向量,|d|表示移动台与基站的距离。根据上式,无线信道对信号的影响可以分为三种:
(1) 电波中自由空间内的传播损耗|d|-n ,也被称作大尺度衰落,其中n一般为3~4;
(2) 阴影衰落S(d)表示由于传播环境的地形起伏,建筑物和其他障碍物对地波的阻塞或遮蔽而引起的衰落,被称作中等尺度衰落;
(3) 多径衰落R(d)表示由于无线电波中空间传播会存在反射、绕射、衍射等,因此造成信号可以经过多条路径到达接收端,而每个信号分量的时延、衰落和相位都不相同,因此在接收端对多个信号的分量叠加时会造成同相增加,异相减小的现象,这也被称作小尺度衰落。
下图可以清晰的说明三种衰落情况。
此外,由于移动台的运动,还会使得无线信道呈现出时变性,其中一种具体表现就是会出现多普勒频移。自由空间的传播损耗和阴影衰落主要影响到无线区域的覆盖,通过合理的设计就可以消除这种不利影响。
衰落是指无线 电线路上接收信号电平的随机起伏。它主要由多径((multipath))干涉和非正常衰落所引起。前者常为多径衰落或干涉型衰落;后者常称为衰减型衰 落。信号幅度随时间、频率和空间而起伏的衰落分别称为时间选择性衰落、频率选择性衰落和空间选择性衰落。极化发生变化而产生的衰落称为极化衰落。信号电平 在短期内(例如几秒、几分钟内)的快速变化称快衰落,例如,多径衰落。信号电平中值短期内(小时、日)的长期变化,称慢衰落,例如传输媒质结构的变化引起 的衰落。其统计特性可用衰落深度、衰落率、衰落周期和衰落带宽等参数描述。
衰减是指电子信号经过一段距离后的减弱,按功率控制技术。
衰落 可以通过 均衡来弥补。参见 GSM中的自适应均衡技术
无线信道的大尺度衰落
无线电波在自由空间内传播,其信号功率会随着传播距离的增加而减小,这会对数据速率以及系统的性能带来不利影响。最简单的大尺度路径损耗模型可以表示为:
其中Pi表示本地平均发射信号功率,Pr表示接收功率,d是发射机与接收机之间的距离。对于典型环境来说,路径损耗指数γ一般在2~4中选择。由此可以得到平均的信号噪声比(SNR)为:
其中N0是单边噪声功率谱密度,B是信号带宽,K是独立于距离、功率和带宽的常数,如果为保证可靠接收,要求SNR ≥ SNR0,其中SNR0表示信噪比门限,则路径损耗会为比特速率带来限制:
以及对信号的覆盖范围带来限制:
可见,如果不采用其它特殊技术,则数据的符号速率以及电波的传播范围都会受到很大的限制,但是在一般的蜂窝系统中,由于小区的规模相对较小,所以这种大尺度衰落对移动通信系统的影响并不需要单独加以考虑。
当电磁波在空间传播受到地形起伏、高大建筑物的阻挡,在这些障碍物后面会产生电磁场的阴影,造成场强中值的变化,从而引起衰落,被称作阴影衰落。与多径衰落相比,阴影衰落是一种宏观衰落,是以较大的空间尺度来衡量的,其中衰落特性符合对数正态分布,其中接收信号的局部场强中值变化的幅度取决于信号频率和障碍物状况。频率较高的信号比低频信号更加容易穿透障碍物,而低频信号比较高频率的信号具备更强的绕射能力。
无线信道的多径衰落
无线移动信道的主要特征就是多径传播,即接收机所接收到的信号是通过不同的直射、反射、折射等路径到达接收机,如下图所示。
图 无线信号的多径传播
在移动传播环境中,移动台天线接收的信号不是来自单一路径,而是来自许多路径的众多反射波的合成,这种现象称作多径效应。无线信道中,发射机与接收机之间不仅仅存在有一条路径,而是具有不同的幅值、相位、时延以及到达角度的反射路径,在时域内得到的时间弥散信号。
由于电波通过各个路径的距离不同,各条路径来的反射波到达时间不同,相位也不同,在接收端不同相位的多个信号的叠加,使得接收信号的幅度/电平急剧变化产生多径衰落。
图 多径接收信号
下表给出不同信道环境下的时延扩展值。
表 不同信道环境下的时延扩展值
环境 |
最大时延扩展 |
最大到达路径差 |
室内 |
40ns~200ns |
12m~16m |
室外 |
1μs~20μs |
300m~5000m |
1,频率选择性衰落:指信号中各分量的衰落状况与频率有关,衰落信号波形将产生失真(因为信号中不同频率分量衰落不一致)。
2,非频率选择性衰落:指信号中各分量的衰落与频率无关,无波形失真,仅仅幅度发生变化。
当码元速率较低,信号带宽远小于信道相关带宽时,信号通过信道传输后各频率分量的变化具有一致性,则信号波形不失真,无码间串扰ISI,此时出现的衰落为非频率选择性衰落;
总之,窄带信号通过移动信道时将引起非频率选择性衰落; 宽带扩频信号通过移动信道时将引起频率选择性衰落。
从频域角度观察,多径信号的时延扩展可以导致频率选择性衰落(frequency-selective fading),即针对信号中不同的频率成分,无线传输信道会呈现不同的随机响应,由于信号中不同频率分量的衰落是不一致的,所以经过衰落之后,信号波形就会发生畸变。
例:某市区实测最大时延Tm3.5us,其相关带宽为: B=1/Tm=280kHz
对于带宽为25kHz的窄带数字信号,其衰落为非频率选择性衰落。
对于两个平稳信号S1(t)和S2(t),它们的相关系数的绝对值大于0小于1时,两个信号相关,相关系数等于1时,两个信号相干。当两个信号相干时,它们之间只相差一个复常数。复常数既一有幅度成分,又有频率成分。由此我们可见,若是两个信号相干,它们其中一个可以看作是另一个的幅度的衰减,频率上衰落造成的,其实二者可以看作同一个信号。相关系数越是接近1,相关性越大。
当移动台在运动中进行通信时,接收信号的频率会发生变化,成为多普勒效应,这是任何波动过程都具有的特性。
信道的时变性是指信道的传递函数是随时间而变化的,即在不同的时刻发送相同的信号,在接收端收到的信号是不相同的,如下图所示。
时变性在移动通信系统中的具体体现之一就是多普勒频移(Doppler shift),即单一频率信号经过时变衰落信道之后会呈现为具有一定带宽和频率包络的信号,如下图所示。这又可称为信道的频率弥散性(frequency dispersion)。
当移动台向入射波方向移动时,多普勒频移为正,即移动台接收到的信号频率会增加;如果背向入射波方向移动,则多普勒频移为负,即移动台接收到的信号频率会减小。由于存在多普勒频移,所以当单一频率信号(f0)到达接收端的时候,其频谱不再是位于频率轴± f0处的单纯δ函数,而是分布在(f0-fm,f0+fm)内的、存在一定宽度的频谱。下表给出两种载波情况下不同移动速度时的最大多普勒频移数值。
表 最大多普勒频偏(Hz)
速度 载波 |
100km/h |
75 km/h |
50 km/h |
25 km/h |
900MHz |
83 |
62 |
42 |
21 |
2GHz |
185 |
139 |
93 |
46 |
相干时间是信道冲击响应维持不变的时间间隔的统计平均值。
相干时间就是信道保持恒定的最大时间差范围,发射端的同一信号在相干时间之内到达接收端,信号的衰落特性完全相似,接收端认为是一个信号。如果该信号的自相关性不好,还可能引入干扰,类似照相照出重影让人眼花缭乱。从发射分集的角度来理解:时间分集要求两次发射的时间要大于信道的相干时间,即如果发射时间小于信道的相干时间,则两次发射的信号会经历相同的衰落,分集抗衰落的作用就不存在了。
2,时间选择性衰落小:因为OFDM符号持续时间 > 信道“相干时间”时,信道可以等效为“线性时不变”系统,降低信道时间选择性衰落对传输系统的影响。
OFDM中窄带干扰也只影响其频段的一小部分,而且系统可以不使用受到干扰的部分频段,或者采用前向纠错和使用较低阶调制等手段来解决。
2,OFDM通过把输入的数据流串并变换到N个并行的子信道中,降低了信号速率,增大符号周期,使得每个用于调制子载波的数据符号周期可以扩大为原始数据符号周期的N倍,因此时延扩展与符号周期的比值也同样降低N倍。 多路信号会更易在相干时间内到达接收机。所以 OFDM符号持续时间 > 信道“相干时间”,OFDM容忍时延的能力很强。
防止多普勒?没法防止,只能设计好参考信号、cp长度、符号长度,来准确估计多普勒,然后用算法补偿多普勒。通常说的能抗多高度移动速度等等,都是针对这些设计来说的。
1)分时域、频域来分别观察与测量每个多径信号,包括: 时延、最大时延、符号周期、相干带宽
2)分时域、频域来观察 多个 多径信号 之间的关系。即:相干时间、多普勒频偏、ISI
多径信号在时域只涉及 时延、最大时延、符号周期、相干时间 等时间上的概念,它们在时域进行测量。
多径信号在频域,则涉及 相干带宽,它是一个频率范围值(频分复用后的一个子信道的带宽小于相干带宽时,则其衰落为非频率选择性衰落),属于频域概念,相干带宽=1/最大时延,时延则是时域的测量值。这就把时域与频域建立了对应关系。
相干带宽 属于 某个多径信号的参数,不涉及 多个多径信号 之间关系。
相干时间是时域的概念,它=1/最大的多普勒频偏。两个多径信号到达时间间隔在相干时间之内,则视为相同信号,可以叠加后再处理。
2,符号间干扰ISI是时域的概念,时延、多径均影响了ISI
1),时延->符号不同步->符号间干扰ISI
接收机必须解决 OFDM符号同步 问题,即接收机必须知道每个OFDM周期从哪个时间点开始后才能进行FFT运算。
两路径信号同相,接收信号出现峰点,而两路径信号反相时,接收信号出现谷点。
时延的扩散,会引起符号间干扰ISI。而从频域看。接收信号频谱中,某个频率分量的增益会比其它分量的增大,从而使接收信号产生畸变。
由于用户高速移动产生了频域的多普勒频移,即频率由f0扩展到(f0+△f)为中心点的一段频率(即在频域上将信号的带宽展宽了,范围为B)。用户高速移动 时产生了多径信号,如果各多径信号的时延(即到达接收机的时间)差别太大,则叠加起来差别太大。多普勒频移 与 相干时间 可以联系起来。可把 相干时间 视为时域的衰落周期,相干时间之外,即时间选择性衰落。
设时延为θ,循环前缀CP长为Ng。
在系统已经同步的前提下
1,当θ<Ng时,各子载波之间能保持正交,不会引入ICI。
IFFT使得各子载波的初相是相同的。
接收侧看到各多径信号之和。
可以证明,只要θ<Ng,子载波的所有相位跳变都发生在 保护间隔 期间,而在FFT积分期间,所有子载波均是连续波形,因此接收机看到的是具有不同相移的波形连续的子载波之和。此时,各子载波仍保持正交,仅是各子载波的幅度与相位信息发生了变化。
可见:θ<Ng时,时延仅改变了各子载波的幅值与相位,未引起ICI,各子载波之间仍是正交的。
2,当θ>Ng时,各子载波不再保护正交,会引入ICI。
θ>Ng时,子载波相位跳变可能发生在FFT积分期间,波形的不连续会产生很多谐波,这些谐波进入其它子信道中引起了ICI。
当最大时延大于保护间隔时,时延会产生附加谐波,从而破坏子载波间的正交性。这时接收机只能在FFT之前先对信号作频偏校正,以保持子载波间的正交性后再解调。
而在采用BPSK和QPSK调制时,即使最大时延大于保护间隔且不大于FFT积分(64点)的6%的情况下,仍有较好的适应性。?\
而16QAM与64QAM的OFDM系统抗多径性能较差,即使时延小于保护间隔,也会对系统误码率产生影响。
已经证明,当最大多径时延小于保护间隔(且同时采用了循环前缀CP生成保护间隔GI),可以完全消除多径干扰而不会引起ISI和ICI。
但当存在某条路径p的时延大于保护间隔时,会使得上一个OFDM的符号,通过第p条路径泄露到 当前OFDM符号序列中,引起ISI和ICI。
为克服这条多径需要采用较长的保护间隔,这会引起很大的系统开销,降低了系统容量。
可能的方法是:干扰抵消,此时循环前缀仅用于主要的时延较小的路径,而时延较大的路径则作为干扰处理。但存在误码率较大的问题。
思考:所以,多径信号之间不会互相影响,时延只会影响 单条多径信号 内子载波的正交性。
注:下面虽然描述的是GSM技术,但主要技术原理仍适应于LTE。
序数
|
十进制
|
八进制
|
十六进制
|
二进制
|
1
|
9898135
|
45604227
|
970897
|
00100101110000100010010111
|
2
|
12023991
|
55674267
|
B778B7
|
00101101110111100010110111
|
3
|
17754382
|
103564416
|
10EE90E
|
01000011101110100100001110
|
4
|
18796830
|
107550436
|
11ED11E
|
01000111101101000100011110
|
5
|
7049323
|
32710153
|
6B906B
|
00011010111001000001101011
|
6
|
20627770
|
116540472
|
13AC13A
|
01001110101100000100111010
|
7
|
43999903
|
247661237
|
29F629F
|
10100111110110001010011111
|
8
|
62671804
|
357045674
|
3BC4BBC
|
11101111000100101110111100
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