2019年TI杯 简易电路特性测试仪 制作过程（2）——测量电路硬件设计 20/05/17
一、信号衰减输出部分设计
1.1增益测量时输入信号峰峰值选择
通过计算待测的共射放大电路在1kHz频率下的增益大约在100以上，这个增益会根据不同的管子呈现出细微的不同，我手头搭建的电路经过测试发现此时的增益达到了150，并且电路的静态工作点的UCQ大约在7.2V左右，因此最大不失真输出电压峰峰值为(12-7.2)2=9.6V，但是信号上端越靠近电源则三极管的线性度越差，信号失真度越大。为了不使放大电路的输出信号失真，输入放大电路的信号应当小一点，小信号时三极管的线性度较好，但是小信号对电路的设计难度较大器件要求较高，应该寻找一个合适幅值大小的信号作为输入信号。可以先用信号发生器测试手头上搭建的放大电路在输入多大的信号下没有失真（顶部先失真），然后选择比测量出来的信号幅值小一些的信号作为输出信号即可。最终我测量得出放大电路的输入信号的峰峰值控制在20mV以下比较合适，AD9850模块输出的正弦波信号在3.3V供电下，峰峰值在1V左右（以我手头的为例，实际值可以通过交流毫伏表测量得到。），选择电阻值51k和510R作为分压得到峰峰值在10mV左右的正弦波。
2.测量输入电阻
输入电阻测量时不能使用上面用来测量增益时幅值那么小的信号作为输入，由于信号幅值很小，电阻和输入电阻分压之后的信号会更小，并且电阻本身的热噪声和运放的失调电压电流等，很容易对信号本身产生较大的误差，并且这种随机误差没有办法进行修正。所以需要一路幅值较大的信号专门用来测量输入电阻时输出，但是这个信号的幅值又不能太大，因为如果幅值太大造成了三极管饱和，会影响输入信号造成信号失真导致无法测量，应当控制信号幅值使得串联电阻和输入电阻的分压之后的信号不会造成三极管饱和导通。同样可以使用信号发生器进行测试，输出不同的信号幅值串联电阻之后查看放大器的输入信号是否失真。最终我选择峰峰值为100mV左右的信号来测量输入电阻Ri，由于需要测量的输入电阻范围较大，选择两个串联电阻一大一小，输入电阻大时选择串联大的电阻作为输出，输出电阻小时串联小的，判断的依据是测量的Ui2的大小，Ui2很小时说明R>>Ri应该串联小电阻，Ui2接近Ui1时说明R<<Ri应该串联大电阻。
3.电路分析
上图为信号输出衰减部分，从上往下依次是增益为1时输出，测量输入电阻时输出，小信号增益输出（幅频特性和1kHz放大电路增益）。从左看起，AD9850输出信号由于其输出电阻较大，先经过一级电压跟随器使信号的驱动负载能力加强一点，增益为1的情况时直接通过继电器输出不需要做衰减。
输入电阻测量情况下DDS信号先经过一个隔直耦合电容，由于DDS信号输出的不是纯交流信号，直接处理会影响后面放大检测电路，需要先进行隔直再衰减11倍，通过交流毫伏表测得衰减后的信号记为Ui1（这个Ui1需要根据实际测量写入到程序中）。两个串联电阻选择3k和20k，因为测量范围是1k-50k，选择这两个值较为合理，Ri小于10k时选择3k电阻输出，大于10k时选择20k电阻作为输出。阻值差距太大的话会导致测量误差变大。
小信号输出同样在电压跟随器之后接一个隔直电容，再衰减101倍（衰减程序根据实际设置），由于放大电路的输入电阻较小，衰减后的信号由于不能直接输出，需要先接一级电压跟随器减小信号的输出电阻。
隔直电容的选择
隔直电容最好选择贴片瓷片电容（寄生电感参数影响小），根据电容的阻抗公式相同频率下电容值越大电容的阻抗越小（忽略寄生参数影响），在耐压满足条件的情况下选择一个较大的电容。
电源去耦电容
为了使运放稳定的工作，电源的稳定是至关重要的，在靠近运放电源引脚放置去耦电容时必要的，通常会放一个104的电容即可，但是这里为了使电源的波动更小放置了一大一小两个电容。两个电容的耐压一定要够，这里的电源是12V所以耐压一定要在16V以上，瓷片电容最佳。
电阻选择
为了之后校准的方便电阻的精度尽量使用1%精度的，一般的贴片电阻1%精度即可，一般温漂都是100ppm，根据题目中的精度误差要求，这么小的温漂基本不影响。然后电阻的阻值选择不能太大（比如100k、10k和10k、1k的分压效果相同，驱动能力足够的情况下应该选择小电阻进行分压。），因为电阻的阻值大了的话有热噪声产生，这个是由于电阻的制作工艺引起的。但是电阻也不能太小，太小的话比例电路中运放驱动能力会不足，选择几k数量级的电阻即可。同时电阻分压的电阻也不能太小，太小了的话电容的容抗会对分压产生较大的影响。（关于电容电阻的选材和应用可以参考图解实用电子技术丛书《电子元器件的选择与应用》——三宅和司，电子书已上传到群里）
由于信号经过衰减之后，信号的幅值很小无法使用STM32的内部ADC进行直接采集，需要先将信号进行放大再输出到内部ADC进行采集。这里选择LM358作为第一放大器，选择同相放大电路相较于反向放大电路来说输入电阻大很多，对前级电路的影响最小，两级同相比例放大电路，第一级放大3倍第二级放大11倍，总共放大33倍。由于LM358的带宽增益积为700kHz，测量幅频特性是最大信号频率可以达到200kHz，极限放大倍数也只有3倍左右，因此LM358的放大倍数最大只能设置为3倍。同理TL084的带宽增益积为4M，设置放大倍数11倍。（参考《运放参数的详细解释和分析-合集(1-25)》文档40页，已上传群里。）
放大之后的信号经过加法器，输出信号为(Ui33+1.235)V，由于STM32的ADC只能测量0-3.3V的信号，因此0 < (Ui*33+1.235) < 3.3,可以得到Ui的范围，Ui的峰峰值应该小于75mV，Ri测量时100mV信号经过分压的最大值应该是100mV∗5050+20100mV*\frac{50}{50+20}100mV∗50+2050约为72mV，正好满足条件，说明取值是合适的。比例放大电路和加法电路单独的分析，较为简单这里不做详细讲述，是基本的模电知识，不懂的同学可以在群里进行交流。
注意
正如图中的文字叙述，当测量增益为1的情况时，DDS信号没有进行衰减直接输出，这里会造成输入到ADC的信号幅值非常大，不做保护的话很容易造成ADC损坏，需要进行简单的保护。保护方式很简单，ADC引脚上连接一个二极管(1n4148之类)到3.3V电源，在连接一个二极管到GND上即可。具体示意图如下图所示：
二、信号输入部分设计
1.静态工作点UCQ直流电压测量
放大电路输入信号为0时，输出只有直流分量。此时闭合J5直流信号通过电阻分压之后输出到ADC采集。输出的直流电压最大为12V，但是具有2k的输出电阻，所以输入到ADC的电压最大只有1∗122+3+1=2V<3.3V\frac{1*12}{2+3+1}=2V<3.3V2+3+11∗12=2V<3.3V完全在ADC的承受范围之内。记ADC测量得到的电压值为UDC，则UCQ=UDC4。
/************************************** 20/05/17更新内容 ******************************************/
需要注意的是，测量UCQ时R38和R39会对UCQ产生影响，可以将三极管等效成一个电阻，外接了R38和R39，相当于三极管并联了电阻，整体的等效电阻会变小，因此测量的UCQ也会变小。
2.输出电阻测量
输出电阻的测量的原理在总体分析那篇文章中已经提过了，选择一大一小两个负载电阻，输出电阻小时接小的负载电阻，输出电阻大时接大的负载电阻。判断方法同样是根据空载时的信号幅值和带载时的信号幅值来判断，U空载>>U带载则负载电阻太小，为了测量的准确性应该切换到大的负载电阻重新测量。
3.输出信号幅值测量
放大电路由于存在较大的输出电阻，不适合直接进行隔直分压（输出电阻也会参与分压），先经过一级电压跟随器，将前后级进行隔离，在进行隔直和分压。放大电路的整个通频带内的最大增益经过测试大约在200左右，输入信号的峰峰值为10mV，因此输出信号峰峰值为2V，按照计算其实这里可以不需要衰减，或者衰减到原来一半也可以满足。衰减幅度较大的话当增益较小时信号会被衰减的比较弱，ADC测量时误差较大。同学们可以更改电路将R43为0R（更改后确保输入到ADC的信号没有在0以下的部分），也就是不对信号进行衰减，这样当增益较小时测量误差会减小。之后的信号经过一级电压跟随器做隔离，之后经过加法器信号使信号变成Uo+1.235V。（我将R43换为0R并且调整程序中的衰减比例之后，实验发现截止频率的测量比原来衰减为13\frac{1}{3}31更加准确。具体的衰减程度要根据实测得出，保证放大电路增益最大的时候，Uo的幅值小于1.235。）
增益测量
输入到放大电路的信号峰峰值（我这里实测是10.5mV）是事先知道的，增益较大时输入信号峰峰值为10mV左右，增益很小时输入信号即是DDS信号直接输出不做任何衰减，信号的峰峰值可以由交流数字毫伏表进行测量再写到程序中，需要注意的是交流数字毫伏表测量到的值是信号的有效值，程序中计算使用的都是信号的峰峰值，需要将有效值x2x1.414。由于输入信号峰峰值是已知的，因此只需要测量放大电路的输出信号峰峰值即可。
信号频率为1k时，测量信号的大小采用均方根算法进行计算有效值（关于什么是均方根算法百度一下即可，不懂的可以群里讨论。），采用32点的均方根算法，具体的软件处理方面的以后讲软件时具体分析。题目中的将C2变为原来的两倍的故障判断时，主要影响的是放大电路的低频特性，判断思路是测量信号频率为200Hz时的信号增益，C2变为2倍之后200Hz信号的增益会相应的变大，根据这个变化判断C2是否变化为原来的两倍，这里200Hz信号大小的测量方法也采用的是均方根算法来计算。
当信号频率大于1k的情况下，由于STM32F1的处理能力跟不上需求，这时就不能采用均方根进行计算。特别是测量放大电路的截止频率时，根据公式计算截止频率大概会达到170k，此时在用均方根算法来计算信号的大小对于STM32F1来说是不现实的。这里我想到了一种解决办法，由于STM32F103RCT6正好有ADC3并且ADC3还有相应的DMA通道，我采用的方式就是让U_1信号连接到ADC3的其中一个通道上，然后ADC3只开启一个通道让其工作在最快的转换速度下，再开启对应的DMA，开辟一个较大的缓存，缓存大小根据转换时间确保可以持续测量几个周期，然后找到测量数据中的最大值和最小值，差值即为信号的峰峰值，当然会取多个最值进行平均，减小随机误差。之后分析软件的时候还会结合程序进行讲解。
4.峰值检波法
电路图中测量输出信号幅值的方法，除了上述的这种方式之外还提供了另一种方式，就是峰值检波法，电路如上图所示。U2D构成了一个比较器，负端电压记为Uo，由于U2A引入了深度负反馈，此时虚短作用下，Uo即是电容C18上的电压大小。当输入信号Ui>Uo时比较器输出正电压，此时电容快速充电，当电容充电至信号的峰值时，U2D不会再输出正电压对电容充电，Uo及输出电容上的电压大小，及为信号的峰值大小。信号的峰峰值就是输出电压大小的两倍，这样就将一个难以测量的高频正弦波信号转换为便于测量的直流信号。电路的三极管是用来给电容放电的，当信号频率改变时应该打开三极管将电容上的电压放掉，不然电容上的电压总是最大信号的峰值电压（虽然会因为各种漏电流，电容上的电压还是会变化）。
虽然理论分析的很正确，但是实际总是受各种因素的影响，比赛时我采用的也是这个测量方案，但是电路使用我发现电路输出的电压大小和信号幅值关系在频率较低时线性度较好，但是频率增大到几十k时输出的直流电压发生明显的衰减，不是线性变化。现在虽然电路图上还留着这个测量方案，但是实际使用中并没有用到这个电路，最终的测量实现都是采用的上面的加法电路配合软件上的扫描法测量高频信号来实现。
现在还留这着这个电路呢，主要是想要现在在仔细的研究一下如何将这个电路实用化，可以在一个很宽的频率中保持较好的线性度。有兴趣的同学也可以研究一下，有成果的可以留言分享或者群里讨论。（后续如果有时间的话会研究一下这个电路，如何使其在一个较宽的频域内（几百~几百k）上都有较好的效果，会在这篇博客下进行更新。）
三、继电器驱动电路设计
继电器的驱动电路较为常见，就是将三极管作为开关器件，三极管工作在饱和状态，控制信号为高电平时三极管导通，继电器吸合。由于继电器线圈是感性负载，需要一个反向并联二极管做为续流回路。
选择继电器做为切换开关的理由
为什么选择继电器而不选择模拟开关做为回路切换器件主要有以下几个理由：
1.模拟开关的导通电阻较大达到几百欧姆，并且导通电阻随温度的变化较大，测量输出电阻和输入电阻时不可忽视（即使可以校准，但是每个通道的Ron都不同，校准工作量较大。），继电器触点的导通电阻通常在1欧姆以下，可以忽略不计。
2.虽然模拟开关的导通时间较短，但是现在的继电器的导通时间也在10ms以下，并且切换之后需要考虑到信号建立到稳定的时间，信号稳定之后再进行测量，这里的时间一般都有几十毫秒，所以选择继电器来作为切换开关，也不会明显的增加信号的测量时间。
至此测量电路的讲解就这么多了，不懂的同学可以留言或群里讨论。这个系列的博客后续会不间断的更新完善内容，多多关注谢谢。
PS：程序源码和硬件电路图都在之前发的这个系列博文第一篇中，大家可以在那篇博文的最下面，点击网盘链接进行下载。
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