双极型晶体管及其放大电路

半导体基本特性.
双极型晶体管
- 结构与工作原理
- 工作组态与性质
放大电路
- 放大电路基础知识
- 基本共射放大电路的工作原理与分析方法
- - 图解法分析:
  - 等效电路法
- 静态工作点稳定问题
- - 稳定原理
  - 静态工作点计算
  - 交流指标的计算
- 晶体单管放大电路三种组态
- - 共集放大电路
  - 共基放大电路
  - 三种组态比较
电流源电路
差分放大电路
- 差分(差动)放大器组成及特性
- 差分放大电路的小信号放大
- 有源负载差分放大电路
功率放大电路
- 互补功率放大电路
- - 乙类互补功率放大电路
  - 甲乙类互补功率放大电路
  - 单电源供电的互补功率放大电路
- 准互补输出电路
- - 复合管
多级放大电路
- 直接耦合电路
- 多级放大电路静态工作点的确定
- 多级放大电路交流指标的确定
- 多级放大电路的几种形式

半导体基本特性.

典型半导体有硅和锗以及砷化镓等.N型半导体为掺入五价杂质元素(如磷)的半导体, 主要载流子为电子(多数载流子).P型半导体为掺入三价杂质元素(如硼)的半导体,主要载流子为空穴(多数载流子).
对于P型半导体和N型半导体集合面, 例子薄层形成的空间电荷区称为PN结. 在空间电荷区,由于缺少多子, 所以也称耗尽层.
接触电位差(电位壁垒或势垒):
Vϕ=kTqln(NANDni2)=VTln(NANDni2)V_\phi=\frac{kT}{q}ln(\frac{N_AN_D}{n_i^2})=V_Tln(\frac{N_AN_D}{n_i^2})Vϕ=qkTln(ni2NAND)=VTln(ni2NAND),
室温下(T=300K),Ge:0.2~0.3V
Si:0.6~0.7V
势垒宽度和掺杂浓度成反比.
当外加电压使PN结的P区电位高于N区电位, 称为正向电压,简称正偏,反之称为反向电压,称为反偏.

双极型晶体管

结构与工作原理

由两个背靠背的PN节构成, 两种载流子参与导电----双极型结型晶体管.
两种类型:
结构特点: 发射区(e区)掺杂浓度最高; 集电区掺杂浓度低于发射区, 且面积大; 基区很薄, 一般在几微米到几十微米, 且掺杂浓度最低.
四种工作状态:
- 放大: JEJ_EJE正偏,JCJ_CJC反偏
- 饱和: JE,JCJ_E, J_CJE,JC正偏
- 截至: JE,JCJ_E, J_CJE,JC反偏
- 反向: JEJ_EJE反偏,JCJ_CJC正偏
NPN型晶体管中载流子传输示意:

发射结电流: 发射结正偏, 电流方向为基区向发射区, 发射区中的多子(电子)向基区扩散, 形成电子扩散电流IEnI_{En}IEn; 基区的多子:空穴同时也向发射区扩散, 形成空穴电流IEpI_{Ep}IEp, 二者的和就是发射极电流(发射区和基区的电流). 由于发射区掺杂浓度远高于基区掺杂浓度, 所以IEn>>IEpI_{En}>>I_{Ep}IEn>>IEp.
IE=IEn+IEp≈IEnI_E=I_{En}+I_{Ep}\approx I_{En}IE=IEn+IEp≈IEn
基区内的电流: 由发射区扩散来的电子会在基区靠近发射区的边界处累积, 在基区形成浓度梯度, 该梯度将电子向集电区方向推动. 电子一边向集电区扩散(电流ICnI_{Cn}ICn), 一边与基区内的多子(空穴)复合(电流IBpI_{Bp}IBp). 而由于电源VEEV_{EE}VEE的存在, 基区被不断补充多子(空穴),使基区空穴浓度保持不变.
IEn=IBp+ICnI_{En}=I_{Bp}+I_{Cn}IEn=IBp+ICn
集电区电流: 由扩散到边缘的电子漂移到集电区形成了电流ICnI_{Cn}ICn; 另外, 由于集电结反偏, 基区和集电区的少子漂移形成了反向漂移电流ICBOI_{CBO}ICBO, 其数值很小.IC=ICn+ICBO≈ICnI_{C}=I_{Cn}+I_{CBO}\approx I_{Cn}IC=ICn+ICBO≈ICn
又上图看出基极电流为IB=IBp+IEp−ICBO≈IBpI_B=I_{Bp}+I_{Ep}-I_{CBO}\approx I_{Bp}IB=IBp+IEp−ICBO≈IBp
将晶体管看成一个节点, 其三个电极的电流满足节点方程IE=IB+ICI_E=I_B+I_CIE=IB+IC

工作组态与性质

晶体管三种连接方式的电流传输关系.
1. 共基极(CB, 共基)
  
  输入电流为IEI_EIE, 输出电流为ICI_CIC, 引入参数α‾,α‾\overline\alpha,\overlineαα,α定义为α‾=ICnIE\overline\alpha=\frac{I_{Cn}}{I_E}α=IEICn,得到IC=α‾IE+ICBOI_C=\overline αI_E+I_{CBO}IC=αIE+ICBOα称为共基直流放大系数, 范围典型值为0.95~0.995.为了使α趋近于1, 要求IEp<<IEn,IBp<<ICnI_{Ep}<<I_{En},I_{Bp}<<I_{Cn}IEp<<IEn,IBp<<ICn,若忽略ICBOI_{CBO}ICBO,电流传输方程可简化为IC≈α‾IEI_C\approx \overline \alpha I_EIC≈αIE
2. 共发射极(CE, 共射)
  
  输入电流为IBI_BIB, 输出电流为ICI_CIC, 根据上面推出的ICI_CIC和IEI_EIE的关系, 其满足关系IC=α‾(IB+IC)+ICBOI_C=\overline\alpha(I_B+I_C)+I_{CBO}IC=α(IB+IC)+ICBO引入参数β‾=α‾1−α‾,ICEO=11−α‾ICBO=(1+β‾)ICBO\overline\beta=\frac{\overline\alpha}{1-\overline\alpha}, I_{CEO}=\frac{1}{1-\overline\alpha}I_{CBO}=(1+\overline\beta)I_{CBO}β=1−αα,ICEO=1−α1ICBO=(1+β)ICBO,
  有IC=β‾IB+ICEOI_C=\overline\beta I_B+I_{CEO}IC=βIB+ICEO
  ICEOI_{CEO}ICEO称为穿透电流, 是基极开路(IB=0I_B=0IB=0)时流过集电极与发射极的电流. 通常ICEOI_{CEO}ICEO很小, 上式化为IC≈β‾IBI_C\approx \overline\beta I_BIC≈βIB
  β‾\overline\betaβ称为共射直流放大系数, 通常一般为几十至几百.
3. 共集电极(CC,共集)
晶体管静态特性曲线:
- 共射组态输入特性曲线: 该曲线描绘了当输出电压vCEv_{CE}vCE固定时输入端电压(vBEv_{BE}vBE)与电流(iBi_BiB)的关系.
  - 当发射结加正向电压,(vBE>0v_{BE}>0vBE>0),随着vCEv_{CE}vCE的增大, 曲线右移.
  - 当vCE=0v_{CE}=0vCE=0时,集电极与发射极短路,即发射结与集电结并联, 所以伏安特性曲线与PN结伏安特性曲线类似, 呈指数关系.
  - 当vCEv_{CE}vCE增大时, 集电结由正偏逐渐变成反偏, 吸引电子能力加强, 从发射区注入到基区的电子更多的被集电结收集, 流向基极的电流iBi_BiB逐渐减小, 因此向右移动.
  - 当vCE>1v_{CE}>1vCE>1时, 集电结的反向电压已经能将发射结注入到基区的电子大部分都收到集电区, 所以再增加vCEv_{CE}vCE, iBi_BiB将不再明显减小而是略有减小, 使伏安特性曲线略向右移, 这是由于基区调宽效应引起的.
  - 当发射结加反向电压(vCE<0v_{CE}<0vCE<0)时, 基极反向饱和电流很少, 当vBEv_{BE}vBE向负值方向增大到V(BR)EBOV_{(BR)EBO}V(BR)EBO时, 发射结被击穿. V(BR)EBOV_{(BR)EBO}V(BR)EBO称为发射结反向击穿电压, 由于发射区掺杂浓度很高, 因此属于齐纳击穿, 其值在-6V左右.
  - 基区调宽效应: 通常将由vCEv_{CE}vCE变化引起的基区有效宽度变化而导致电流变化的现象称为基区调宽效应.再工程上, 一般可以忽略基区调宽效应对输入特性的影响, 认为当vCEv_{CE}vCE大于1以后输入曲线近似重合为一条.
输出特性曲线: 当输入电流iBi_BiB为某一常数时, 输出电流(iCi_CiC)和输出电压(vCEv_{CE}vCE)的关系

根据外加电压不同, 图像分为4个区域, 饱和区, 放大区, 截止区和击穿区上图中vCB=0v_{CB}=0vCB=0的虚线是vCE=vBEv_{CE}=v_{BE}vCE=vBE各点的连线, 是放大区与饱和区的分界线. 因此可以通过该分界线获取vBEv_{BE}vBE的值.
- 饱和区:　晶体管发射结与集电结都正偏的工作状态. 当vCEv_{CE}vCE很小时, 集电极收集能力很弱, iCi_CiC很小, vCEv_{CE}vCE稍有增加, 集电能力增强, 将更多基区电子拉到集电区, iCi_CiC增长很快, 使iCi_CiC受vCEv_{CE}vCE影响很大, 所以此时曲线十分陡, 但随着vCEv_{CE}vCE的增大, iCi_CiC增速开始减缓.在饱和区, 集电极与发射极之间的电压降称为饱和电压, 用VCE(sat)V_{CE(sat)}VCE(sat)表示, 其大小与集电区体电阻和集电极电流有关, 对于小功率晶体管VCE(sat)V_{CE(sat)}VCE(sat)很小,其值常取0.3, 工程上近似于0, 即将集电极与发射极近似为短路.
- 放大区: 集电结反偏, 发射结正偏, 曲线基本水平稍有上翘. 当vCEv_{CE}vCE大于1V后, 集电结的电场已足够强, 使发射区扩散到基区的电子绝大部分都到达了集电区, 因此再增加vCEv_{CE}vCE的大小, iCi_CiC几乎不变; 同时由于基区宽度调制效应, 当vCEv_{CE}vCE增大时, 基区有效宽度减小, 这样基区内载流子复合机会减小, 使电流放大系数β\betaβ增大, 在iBi_BiB不变的情况下, iCi_CiC增大. 但基区调宽效应对电流iCi_CiC的影响十分小, 故iCi_CiC的增大很小. 放大区输出特性曲线的上翘程度通常用晶体管输出电阻rcer_{ce}rce表示, 定义为工作点Q处的曲线斜率倒数, 显然rce=VA+VCEQICQ≈VAICQr_{ce}=\frac{V_A+V_{CEQ}}{I_{CQ}}\approx\frac{V_A}{I_{CQ}}rce=ICQVA+VCEQ≈ICQVA
- 厄尔利电压: 如果将输出特性曲线的每一条曲线向负轴方向延伸, 他们将近似在电压轴上交于一点A, 对应的电压VAV_AVA, 称为厄尔利电压.VAV_AVA与基区宽度WBW_BWB有关, WBW_BWB越小, 基区调宽效应对iCi_CiC的影响越大, 曲线后半部分斜率越大, −VA-V_A−VA越靠近坐标轴, VAV_AVA越小. 典型的NPN型小功率管的VAV_AVA为50~100V.
- 截止区: 集电结, 发射结反偏, 对应输出曲线iB=0i_B=0iB=0以下的区域. 此时集电结近似开路, 集电极电流即为穿透电流ICEOI_{CEO}ICEO.
- 击穿区: 当集电结电压vCBv_CBvCB增大到到一定值时, 集电结发生反向击穿, 造成集电极电流iCi_CiC剧增. 基区与集电区掺杂浓度低, 产生的反向击穿主要是雪崩击穿, 击穿电压较大. 由图可见击穿电压随着i_B的增大而减小. 因为iBi_BiB增大时, iCi_CiC也增大, 通过集电极的载流子数目增多, 碰撞机会增大, 因而产生雪崩击穿所需的电压减小. iB=0i_B=0iB=0时击穿电压用V(BR)CEOV_{(BR)CEO}V(BR)CEO表示, 是基极开路时集电极与发射极之间的击穿电压.

放大电路

放大电路基础知识

放大电路的组成:

(1). 直流工作点的设置:为了实现信号放大, 晶体管必须在信号的整个周期内都工作在放大区，　为此在输入端加一个合适的直流电压VBBV_{BB}VBB, 将交流小信号叠加在VBBV_{BB}VBB上, 使作用于电路输入端的电压vI=VBB+vsv_I=V_{BB}+v_svI=VBB+vs始终大于发射结的阈值电压VthV_{th}Vth.同时集电极电源电压VCCV_{CC}VCC也要足够高, 保证集电极电流最大时的vo=vCE=VCC−RCiC>vBEv_o=v_{CE}=V_{CC}-R_Ci_C>v_{BE}vo=vCE=VCC−RCiC>vBE
(2). 交流信号的放大:设置Ｑ点之后, 幅度很小的交流电压vsv_svs叠加在VBBV_{BB}VBB上, 使电路的输入电压vI=VBB+vsv_I=V_{BB}+v_svI=VBB+vs, 晶体管发射结对交流小信号可以等效为一个线性电阻rber_{be}rbe, 该电阻与RBR_BRB串联, 故发射结上的分得的交流电压为vbe=rbeRB+rbev_{be}=\frac{r_{be}}{R_B+r_{be}}vbe=RB+rberbe, 于是vBE=VBEQ+Vbemsin⁡ωtv_{BE}=V_{BEQ}+V_{bem}\sin \omega tvBE=VBEQ+Vbemsinωt作用下的集电极电流iC=ICQ+ic=ICQ+Icmsin⁡ωti_C=I_{CQ}+i_c=I_{CQ}+I_{cm}\sin \omega tiC=ICQ+ic=ICQ+Icmsinωt, 则输出电压为vO=vCE=VCC−RCiC=(VCC−RCICQ)−RCIcmsin⁡ωt=VCEQ+Vomsin⁡(ωt+180o)v_O=v_{CE}=V_{CC}-R_Ci_C=(V_{CC}-R_CI_{CQ})-R_CI_{cm}\sin \omega t=V_{CEQ}+V_{om}\sin(\omega t+180^o)vO=vCE=VCC−RCiC=(VCC−RCICQ)−RCIcmsinωt=VCEQ+Vomsin(ωt+180o),可见, 只要RCR_CRC足够大, 就可以使输出信号VomV_{om}Vom比输入信号幅度VsmV_{sm}Vsm大得多, 从而实现了信号的放大.
放大电路的主要性能指标: 正弦稳态分析中, 电压, 电流用复数表示, RSR_SRS: 信号源内阻,RLR_LRL:负载电阻, 输入端电压电流:I˙i,V˙i\dot I_i,\dot V_iI˙i,V˙i,输出端电压电流:V˙o,I˙o\dot V_o,\dot I_oV˙o,I˙o.
- 输入阻抗: Zi=V˙iI˙iZ_i=\frac{\dot V_i}{\dot I_i}Zi=I˙iV˙i, 当在中频区(不考虑电抗), Ri=V˙iI˙iR_i=\frac{\dot V_i}{\dot I_i}Ri=I˙iV˙i.
- 输出阻抗: 当RLR_LRL开路, 输入信号源短路(保留RSR_SRS时)从输出端看入的电阻.Zo=V˙I˙∣RL=∞,V˙s=0Z_o=\frac{\dot V}{\dot I}|_{R_L=\infty,\dot V_s=0}Zo=I˙V˙∣RL=∞,V˙s=0在输入端, 为了将信号尽可能多的送到输入端, 当输入量为电压时, 要求Ri>>RsR_i>>R_sRi>>Rs, 尽量减小RsR_sRs分压, 称为恒压激励.当输入量为电流时, 要求Ri<<RsR_i<<R_sRi<<Rs, 即所谓恒流激励.
- 计算RoR_oRo的方法:
  1. 加压求流法: 将信号源短路, 但保留内阻, 保留受控源, 然后采用加压求流法计算出内阻.
  2. 实验法:分别测出放大电路带负载RLR_LRL时的输出电压V˙o\dot V_oV˙o和空载(RL=∞R_L=\inftyRL=∞)时的电压V˙o′\dot V_o'V˙o′, R0=(V˙o′V˙o−1)⋅RLR_0=(\frac{\dot V_o'}{\dot V_o}-1)\cdot R_LR0=(V˙oV˙o′−1)⋅RL
  3. 开路电压除以短路电流: 分别测量开路电压和短路电流, 再相除.
- 增益(放大倍数), 定义为放大电路输出量与输入量的比值, 是直接衡量放大电路放大能力的指标. 根据输入量和输出量的不同, 可有四种放大电路, 即电压放大电路, 电流放大电路, 互阻放大电路和互导放大电路.
  1. 电压增益: A˙v=V˙oV˙i\dot A_v=\frac{\dot V_o}{\dot V_i}A˙v=V˙iV˙o
  2. 源电压增益(考虑RsR_sRs的影响): A˙vs=RiRi+RsA˙v\dot A_{vs}=\frac{R_i}{R_i+R_s}\dot A_vA˙vs=Ri+RsRiA˙v
  3. 电流增益: A˙i=I˙oI˙i\dot A_i=\frac{\dot I_o}{\dot I_i}A˙i=I˙iI˙o
  4. 源电流增益: A˙i=RsRs+RiA˙i\dot A_i=\frac{R_s}{R_s+R_i}\dot A_iA˙i=Rs+RiRsA˙i
  5. 功率增益: GP=PoPi=Av⋅AiG_P=\frac{P_o}{P_i}=A_v \cdot A_iGP=PiPo=Av⋅Ai

注: 放大倍数, 输入,输出电阻通常都是在正弦信号下的交流参数, 只有在放大电路处于放大状态时且输出不失真的条件下才有意义.

频率响应: 由于放大电路中电容电感的存在, 因此在不同频率下输出和输入间的增益, 相位不同A˙v=Av(ω)ejφ(ω)\dot A_v=A_v(\omega)e^{j\varphi (\omega)}A˙v=Av(ω)ejφ(ω)
最大输出功率: 非线性失真系数达到某数值时对应的最大输出电压和最大输出电流的乘积.
效率: 输出功率PoP_oPo与电源提供的平均功率PDCP_{DC}PDC之比.η=PoPDC\eta=\frac{P_o}{P_{DC}}η=PDCPo

基本共射放大电路的工作原理与分析方法

基本共射放大电路工作原理: 设置Ｑ点之后, 幅度很小的交流电压vsv_svs叠加在VBBV_{BB}VBB上, 使电路的输入电压vI=VBB+vsv_I=V_{BB}+v_svI=VBB+vs, 晶体管发射结对交流小信号可以等效为一个线性电阻rber_{be}rbe, 该电阻与RBR_BRB串联, 故发射结上的分得的交流电压为vbe=rbeRB+rbev_{be}=\frac{r_{be}}{R_B+r_{be}}vbe=RB+rberbe, 于是vBE=VBEQ+Vbemsin⁡ωtv_{BE}=V_{BEQ}+V_{bem}\sin \omega tvBE=VBEQ+Vbemsinωt作用下的集电极电流iC=ICQ+ic=ICQ+Icmsin⁡ωti_C=I_{CQ}+i_c=I_{CQ}+I_{cm}\sin \omega tiC=ICQ+ic=ICQ+Icmsinωt, 则输出电压为vO=vCE=VCC−RCiC=(VCC−RCICQ)−RCIcmsin⁡ωt=VCEQ+Vomsin⁡(ωt+180o)v_O=v_{CE}=V_{CC}-R_Ci_C=(V_{CC}-R_CI_{CQ})-R_CI_{cm}\sin \omega t=V_{CEQ}+V_{om}\sin(\omega t+180^o)vO=vCE=VCC−RCiC=(VCC−RCICQ)−RCIcmsinωt=VCEQ+Vomsin(ωt+180o),可见, 只要RCR_CRC足够大, 就可以使输出信号VomV_{om}Vom比输入信号幅度VsmV_{sm}Vsm大得多, 从而实现了信号的放大. 见共射放大电路的工作波形, 可见输出电压与输入电压相位相反:

图解法分析:

一. 静态工作点分析
(1). 先画出直流通路图

(2). 在输入特性曲线上做出直流负载线, 画出IBQ,VBEQI_{BQ}, V_{BEQ}IBQ,VBEQ的图像: IB=f1(VBE)IB=VCC−VBERBI_B=f_1(V_{BE})\\[2ex] I_B=\frac{V_{CC}-V_{BE}}{R_B}IB=f1(VBE)IB=RBVCC−VBE

直流负载线与输入特性曲线交点即为静态工作点Q, 从而可以确定IBQ,VBEQI_{BQ},V_{BEQ}IBQ,VBEQ的值, 工程上经常估算IBQI_{BQ}IBQ的值, IBQ=VCC−VBEQRBI_{BQ}=\frac{V_{CC}-V_{BEQ}}{R_B}IBQ=RBVCC−VBEQ
对小功率锗管区VBEQ=0.2～0.3VV_{BEQ}=0.2 ～0.3VVBEQ=0.2～0.3V, 小功率硅管0.6～0.7V0.6～0.7V0.6～0.7V.
(3). 在输出特性曲线上做出回路的直流负载线, 求出ICQ,VCEQI_{CQ},V_{CEQ}ICQ,VCEQ. 在输出回路中, 静态工作点既满足晶体管的输出特性曲线, 又满足外回路方程VCE=VCC−ICRCV_{CE}=V_{CC}-I_CR_CVCE=VCC−ICRC

画出对应的直线, 在找到IB=IBQI_B=I_{BQ}IB=IBQ的输出曲线, 这两条线的交点即为静态工作点, 从而可以确定出ICQ,VCEQI_{CQ},V_{CEQ}ICQ,VCEQ, 这样Q点就确定了.
二. 动态图解分析
(1). 画出放大电路的交流通路

(2). 根据输入信号求出vBE,iBv_{BE},i_BvBE,iB的波形. 将vBE=VBEQ+vsv_{BE}=V_{BEQ}+v_svBE=VBEQ+vs画在输入特性曲线的下方

根据vBEv_{BE}vBE的变化规律, 便可从输入特性画出对应的iB,ibi_B,i_biB,ib的波形. iBi_BiB的最大值为IB1I_{B1}IB1, 最小值为IB2I_{B2}IB2,他们决定了输出特性曲线的工作范围.
(3). 在输出特性曲线上做交流负载线, 求iC及vCEi_C及v_{CE}iC及vCE的波形. 设晶体管集电极的交流等效电阻为RL′R_L'RL′,则RL′=RC//RLR_L'=R_C//R_LRL′=RC//RL,由交流通路图可写出输出回路方程式vce=icRL′(交流方程)vCE=vce+VCEQiC=ic+ICQv_{ce}=i_{c}R_L'(交流方程)\\[2ex] v_{CE}=v_{ce}+V_{CEQ}\\[2ex]i_{C}=i_{c}+I_{CQ}vce=icRL′(交流方程)vCE=vce+VCEQiC=ic+ICQ得iC=−1RL′vCE+VCEQ+ICQRL′RL′(全值方程)i_C=-\frac{1}{R_L'}v_{CE}+\frac{V_{CEQ}+I_{CQ}R_L'}{R_L'}(全值方程)iC=−RL′1vCE+RL′VCEQ+ICQRL′(全值方程)
将上式确定的曲线画到输出特性曲线上,

(4). 求iC,vCEi_C,v_{CE}iC,vCE波形: 基极电流iBi_BiB在时刻变化, 每一个iBi_BiB对应一条输出特性曲线, 该曲线与交流负载线的交点便是此iBi_BiB下的工作点. 当iBi_BiB分别取IB1,IB2I_{B1},I_{B2}IB1,IB2时, 两条输出特性曲线和负载分别交于Q′,Q′′Q',Q''Q′,Q′′, 晶体管的工作范围处于Q′,Q′′Q',Q''Q′,Q′′之间. 由此可画出iC,vCEi_C,v_{CE}iC,vCE的波形.
此时, 从图中可以看出vs,ib,vbe,icv_s,i_b,v_{be},i_cvs,ib,vbe,ic同相位, vo=vcev_o=v_{ce}vo=vce与vsv_svs反向. 由图中Vsm,VomV_{sm},V_{om}Vsm,Vom便可求出Avs=VomVsmA_{vs}=\frac{V_{om}}{V_{sm}}Avs=VsmVom
三. 静态工作点的选择与波形失真及动态范围

由上图可知静态工作点的选取应满足下列条件{ICQ>Icm+ICEOVCEQ>Vcm+VCE(sat)\begin{cases} I_{CQ}>I_{cm}+I_{CEO}\\[2ex] V_{CEQ}>V_{cm}+V_{CE(sat)} \end{cases}⎩⎨⎧ICQ>Icm+ICEOVCEQ>Vcm+VCE(sat)

由上图可知, 若Q点过高(ICQI_{CQ}ICQ偏大), 放大电路容易进入饱和区,
(饱和失真)
Q点过低, 放大电路易进入截止区,
(截止失真)
因此一旦VCC,RC,RLV_{CC},R_C,R_LVCC,RC,RL确定, Q点应该选择交流负载线NM的中点. 这样放大电路的动态范围最大.

等效电路法

一. 静态工作点估算.
1. 晶体管的简化直流模型.

输入回路用恒压源VthV_{th}Vth等效, 输出端用一受控源表示IC=βIBI_C=\beta I_BIC=βIB.由上图所示的输入, 输出回路易得
{IBQ=VCC−VBEQRBICQ=βIBQVCEQ=VCC−RCICQ\begin{cases} I_{BQ}=\frac{V_{CC}-V_{BEQ}}{R_B}\\[2ex] I_{CQ}=\beta I_{BQ}\\[2ex] V_{CEQ}=V_{CC}-R_CI_{CQ}\\[2ex] \end{cases}⎩⎪⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎪⎧IBQ=RBVCC−VBEQICQ=βIBQVCEQ=VCC−RCICQ

判断是否处于饱和区: 由于在放大区和饱和区的临界点处IC=βIBI_C=\beta I_BIC=βIB仍然成立, 将临界点处的电流用IBS,ICSI_{BS},I_{CS}IBS,ICS表示, 则有IBS=ICS/β=(VCC−VCE(sat))/(βRC)I_{BS}=I_{CS}/\beta=(V_{CC}-V_{CE_(sat)})/(\beta R_C)IBS=ICS/β=(VCC−VCE(sat))/(βRC)只要IB>IBSI_B>I_{BS}IB>IBS, 该电路就工作在饱和区.

eg: P65.2.3.1
二. 晶体管混合π\piπ模型及交流指标的运算.

混合π\piπ模型的导出
晶体管结构示意图
上图中分别用b′,e′,c′b',e',c'b′,e′,c′表示晶体管三个区内部的等效节点, rbb′,rcc′ree′r_{bb'},r_{cc'}r_{ee'}rbb′,rcc′ree′分别表示三个区的体电阻; 对于交流小信号, 发射结用其Q点的动态电阻rb′e′r_{b'e'}rb′e′表示, 集电结用其动态电阻rb′c′r_{b'c'}rb′c′表示. 由于发射结掺杂浓度高, 集电区的结面积大, ree′,rcc′r_{ee'},r_{cc'}ree′,rcc′较小, 基区薄且掺杂浓度低, rbb′r_{bb'}rbb′较大, 故在混合π\piπ模型中, 只保留了基区体电阻rbb′r_{bb'}rbb′,发射结和集电结的动态电阻rb′e′,rb′c′r_{b'e'},r_{b'c'}rb′e′,rb′c′, 可表示为rb′e,rb′cr_{b'e},r_{b'c}rb′e,rb′c易知rb′e=VTIBQ=(1+β)VTIEQr_{b'e}=\frac{V_T}{I_{BQ}}=(1+\beta)\frac{V_T}{I_{EQ}}rb′e=IBQVT=(1+β)IEQVT

晶体管混合π\piπ模型中, 使用电容Cb′c,Cb′eC_{b'c},C_{b'e}Cb′c,Cb′e等效集电结, 发射结的电容. 再放大区 ,iCi_CiC受iBi_{B}iB控制, 而iBi_BiB是受发射结电压V˙b′e\dot V_{b'e}V˙b′e控制的, 因此在模型中用一个受V˙b′e\dot V_{b'e}V˙b′e控制的电流源gmV˙b′eg_m\dot V_{b'e}gmV˙b′e表示晶体管的输出, gmg_mgm称为跨导, 表示输入电压对输出电流的控制能力;rcer_{ce}rce是描述基区调宽效应的输出电阻. 低频区和中频区中, 由于rb′cr_{b'c}rb′c反偏很大, 因此当作开路, 同时忽略电容的作用, 因此低中频的混合π\piπ模型如下图所示:

上图中rbb′r_{bb'}rbb′与rb′er_{b'e}rb′e串联, 总电阻用rber_{be}rbe表示, 即rbe=rbb′+rb′e=rbb′+(1+β)VTIEQr_{be}=r_{bb'}+r_{b'e}=r_{bb'}+(1+\beta)\frac{V_T}{I_{EQ}}rbe=rbb′+rb′e=rbb′+(1+β)IEQVT
而在高频电路中, Cb′eC_{b'e}Cb′e主要是扩散电容, 数值较大, Cb′cC_{b'c}Cb′c主要是势垒电容, 数值较小, rb′e>>1/(ωCb′e)r_{b'e}>>1/(\omega C_{b'e})rb′e>>1/(ωCb′e),忽略rb′cr_{b'c}rb′c, 故高频混合π\piπ模型如下图:
混合π\piπ模型参数的计算: 一般情况下, rbb′r_{bb'}rbb′器件手册会给出, rb′er_{b'e}rb′e可由rbe=rbb′+rb′e=rbb′+(1+β)VTIEQr_{be}=r_{bb'}+r_{b'e}=r_{bb'}+(1+\beta)\frac{V_T}{I_{EQ}}rbe=rbb′+rb′e=rbb′+(1+β)IEQVT计算出, rcer_{ce}rce可由rce=VA+VCEQICQ≈VAICQr_{ce}=\frac{V_A+V_{CEQ}}{I_{CQ}}\approx\frac{V_A}{I_{CQ}}rce=ICQVA+VCEQ≈ICQVA(VAV_AVA为厄尔利电压), 但其一般较大, 经常忽略. 可以证明 gmrb′e=βg_mr_{b'e}=\betagmrb′e=β, 联立有gm=β(1+β)VTIEQ=αIEQVT=ICQVTg_m=\frac{\beta}{(1+\beta)\frac{V_T}{I_{EQ}}}=\frac{\alpha I_{EQ}}{V_T}=\frac{I_{CQ}}{V_T}gm=(1+β)IEQVTβ=VTαIEQ=VTICQ对于低中频的混合π\piπ模型, 可知gmV˙b′e=gmrb′eI˙b=βI˙bg_m\dot V_{b'e}=g_mr_{b'e}\dot I_b=\beta \dot I_bgmV˙b′e=gmrb′eI˙b=βI˙b, 所以输出回路的受控源也通常用βI˙b\beta \dot I_bβI˙b表示. 各参数在频率低于fT/3f_T/3fT/3时基本与频率无关, 因此他的频率适用范围是f<fT/3f<f_T/3f<fT/3.
使用混合π\piπ模型计算放大电路的动态性能指标
一般步骤:
(1). 确定静态工作点
(2). 求出放大电路在Q点的混合π\piπ模型参数β,rb′e\beta, r_{b'e}β,rb′e
(3). 画出交流通路图, 用混合π\piπ模型代替三极管, 得到小信号交流等效电路.
(4). 求解放大电路性能指标.

电压增益: 总负载电阻RL′=rce//RC//RLR_L'=r_{ce}//R_C//R_LRL′=rce//RC//RL, 不难得出V˙o=−βI˙bRL′A˙v=V˙oVi=−βRL′rbe\dot V_o=-\beta \dot I_bR_L'\\[2ex]\dot A_v=\frac{\dot V_o}{V_i}=-\frac{\beta R_L'}{r_{be}}V˙o=−βI˙bRL′A˙v=ViV˙o=−rbeβRL′
输入电阻: 按定义可得Ri′=V˙iI˙b=rbeRi=V˙iI˙i=RB//rbeR_i'=\frac{\dot V_i}{\dot I_b}=r_{be}\\[2ex]R_i=\frac{\dot V_i}{\dot I_i}=R_B//r_{be}Ri′=I˙bV˙i=rbeRi=I˙iV˙i=RB//rbe
输出电阻: Ro=V˙I˙=rce//RCR_o=\frac{\dot V}{\dot I}=r_{ce}//R_CRo=I˙V˙=rce//RC
eg: P69.2.3.2

静态工作点稳定问题

稳定原理

温度对静态工作点的影响: 温度升高时, 晶体管ICBO,βI_{CBO}, \betaICBO,β增大, vBEv_{BE}vBE减小, 其结果为静态电流ICQI_{CQ}ICQ增大.
典型的Q点稳定电路如下(分压式电流负反馈Q点稳定电路):
电路结构上采取了两个措施, 一是采用分压式电路固定基极电位, 二是发射结接入电阻RER_ERE, 实现自动调节.具体原理是: 当温度升高时, ICQ(IEQ)I_{CQ}(I_{EQ})ICQ(IEQ)增加, 电阻RER_ERE压降增加, 射极电位VEQV_{EQ}VEQ增加, 而由于VBQV_BQVBQ的固定, 导致发射结上的压降VBEQV_{BEQ}VBEQ减小, 再根据二极管的RC曲线, 电流IBQI_{BQ}IBQ也减小, 从而使ICQI_{CQ}ICQ减小. 结果牵制了ICQI_{CQ}ICQ的增加, 维持其基本不变. 这种调节作用称为反馈, 由于反馈的结果使电流输出量减小, 故称为电流负反馈, 又由于再直流电路中, 故称为直流负反馈,RER_ERE为负反馈电阻, RER_ERE越大, 负反馈越强, ICQI_{CQ}ICQ的稳定性越好, 但对于一定的集电极电流ICI_CIC, 由于VCCV_{CC}VCC的限制, RER_ERE太大会使晶体管进入饱和区, 电路将不能正常工作. 上述过程可简述如下:

静态工作点计算

近似估算: 已知IB1>>IB,VBQ≈RB2RB1+RB2VCCI_{B1}>>I_B,V_{BQ}\approx \frac{R_{B2}}{R_{B1}+R_{B2}}V_{CC}IB1>>IB,VBQ≈RB1+RB2RB2VCC,可得ICQ≈IEQ=VBQ−VBEQREIBQ=IEQ1+β=VBQ−VBEQRE(1+β)VCEQ=VCC−ICQ(RC+RE)I_{CQ}\approx I_{EQ}=\frac{V_{BQ}-V_{BEQ}}{R_E}\\[2ex]I_{BQ}=\frac{I_{EQ}}{1+\beta}=\frac{V_{BQ}-V_{BEQ}}{R_E(1+\beta)}\\[2ex]V_{CEQ}=V_{CC}-I_{CQ}(R_C+R_E)ICQ≈IEQ=REVBQ−VBEQIBQ=1+βIEQ=RE(1+β)VBQ−VBEQVCEQ=VCC−ICQ(RC+RE)
精确计算: 无论电路参数是否满足IB1>>IB,REI_{B1}>>I_B,R_EIB1>>IB,RE的负反馈作用都存在, 将直流通路图中基极偏置电路VCC,RB1,RB2V_{CC},R_{B1},R_{B2}VCC,RB1,RB2用戴维南定理等效成一个电压源, 其内阻 RBR_BRB,电压VBBV_{BB}VBB分别是{VBB=RB2RB1+RB2VCCRB=RB1//RB2\begin{cases}\\V_{BB}=\frac{R_{B2}}{R_{B1}+R_{B2}}V_{CC}\\[2ex]R_B=R_{B1}//R_{B2}\end{cases}⎩⎨⎧VBB=RB1+RB2RB2VCCRB=RB1//RB2
再将晶体管用简化直流模型替换, 得到下图电路, 输入回路的方程为:
VBB=IBQRB+VBEQ+RE(IB+βIB)V_{BB}=I_{BQ}R_B+V_{BEQ}+R_E(I_B+\beta I_B)VBB=IBQRB+VBEQ+RE(IB+βIB)则有
{IBQ=VBB−VBEQRB+(1+β)REICQ=βIBQVCEQ≈VCC−(RC+RE)ICQ\begin{cases} I_{BQ}=\frac{V_{BB}-V_{BEQ}}{R_B+(1+\beta)R_E}\\[2ex] I_{CQ}=\beta I_{BQ}\\[2ex] V_{CEQ}\approx V_{CC}-(R_C+R_E)I_{CQ} \end{cases}⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎧IBQ=RB+(1+β)REVBB−VBEQICQ=βIBQVCEQ≈VCC−(RC+RE)ICQ
两种方法对比: 可以看出当(1+β)RE>>RB(1+\beta)R_E>>R_B(1+β)RE>>RB时, 两种计算方法的IBQ,ICQ,VCEQI_{BQ},I_{CQ},V_{CEQ}IBQ,ICQ,VCEQ相同, 因此可用(1+β)RE(1+\beta)R_E(1+β)RE与RB1//RB2R_{B1}//R_{B2}RB1//RB2的大小关系来判断式I1>>IBI_1>>I_BI1>>IB是否成立, 成立时则用近似计算.

交流指标的计算

画出交流通路图及交流等效电路:

其中RL′=RC//RL,RB=RB1//RB2R'_L=R_C//R_L,R_B=R_{B1}//R_{B2}RL′=RC//RL,RB=RB1//RB2由电路可列出
V˙o=−βI˙bRL′V˙i=I˙b(rbb′+rb′e)+(I˙b+βI˙b)RE=I˙brbe+(1+β)I˙bREA˙v=V˙oV˙i=βRL′rbe+(1+β)RERi′=V˙iI˙b=rbe+(1+β)RERi=Ri′//RB=RB//[rbe+(1+β)RE]A˙vs=RiRi+RsA˙v\dot V_o=-\beta \dot I_b R_L'\\[2ex] \dot V_i=\dot I_b(r_{bb'}+r_{b'e})+(\dot I_b+\beta \dot I_b)R_E=\dot I_{b}r_{be}+(1+\beta)\dot I_bR_E\\[2ex] \dot A_v=\frac{\dot V_o}{\dot V_i}=\frac{\beta R_L'}{r_{be}+(1+\beta)R_E}\\[2ex] R_i'=\frac{\dot V_i}{\dot I_b}=r_{be}+(1+\beta)R_E\\[2ex] R_i=R_i'//R_B=R_B//[r_{be}+(1+\beta)R_E]\\[2ex] \dot A_{vs}=\frac{R_i}{R_i+R_s}\dot A_vV˙o=−βI˙bRL′V˙i=I˙b(rbb′+rb′e)+(I˙b+βI˙b)RE=I˙brbe+(1+β)I˙bREA˙v=V˙iV˙o=rbe+(1+β)REβRL′Ri′=I˙bV˙i=rbe+(1+β)RERi=Ri′//RB=RB//[rbe+(1+β)RE]A˙vs=Ri+RsRiA˙v
此外, 忽略rcer_{ce}rce后, 受控电流源组织为无穷大, 因而输出电阻为Ro≈RCR_o\approx R_CRo≈RC
从上面的式子可以看出, RER_ERE的加入使RiR_iRi增大,A˙v\dot A_vA˙v都减小, 因此可以在RER_ERE两侧并联一个大电容CEC_ECE, 接入CEC_ECE后, 对电路工作点没有影响, 交流通路中的RER_ERE被旁路, 与阻容耦合放大电路的交流等效电路完全相同, 因此交流指标分别为A˙v=−βRL′rbeRi=RB//rbeRo≈RC\dot A_v=-\frac{\beta R_L'}{r_{be}}\\[2ex] R_i=R_B//r_{be}\\[2ex] R_o\approx R_CA˙v=−rbeβRL′Ri=RB//rbeRo≈RC
eg: P73.2.4.1

晶体单管放大电路三种组态

共集放大电路

一. 动态指标
设RL′=RL+RER_L'=R_L+R_ERL′=RL+RE,图中忽略rcer_{ce}rce

电压增益与电流增益
V˙o=I˙eRL′=(β+1)I˙bRL′V˙i=rbeI˙b+V˙oA˙v=V˙oV˙i=(1+β)RL′rbe+(1+β)RL′\dot V_o=\dot I_eR_L'=(\beta+1)\dot I_bR_L'\\[2ex] \dot V_i=r_{be}\dot I_b+\dot V_o\\[2ex] \dot A_v=\frac{\dot V_o}{\dot V_i}=\frac{(1+\beta)R_L'}{r_{be}+(1+\beta)R_L'}V˙o=I˙eRL′=(β+1)I˙bRL′V˙i=rbeI˙b+V˙oA˙v=V˙iV˙o=rbe+(1+β)RL′(1+β)RL′
特点: 增益为同相. 电压增益近似为1(故称为电压跟随器, 射极跟随器), 电流增益较高, 故电路仍有功率放大作用.
输入电阻, 输出电阻
Ri′=V˙iI˙b=rbe+(β+1)RL′Ri=Ri′//RB=RB//[rbe+(β+1)RL′]Rs′=Rs//RBRo′==V˙I˙′=−I˙b(rbe+Rs′)−(I˙b+βI˙b)=Rs′+rbe1+βRo=Ro′//RE=RE//(Rs′+rbe1+β)R_i'=\frac{\dot V_i}{\dot I_{b}}=r_{be}+(\beta+1)R_L'\\[2ex] R_i=R_i'//R_B=R_B//[r_{be}+(\beta+1)R_L']\\[2ex] R_s'=R_s//R_B\\[3ex] R_o'==\frac{\dot V}{\dot I'}=\frac{-\dot I_b(r_{be}+R_s')}{-(\dot I_b+\beta\dot I_b)}=\frac{R_s'+r_{be}}{1+\beta}\\[2ex] R_o=R_o'//R_E=R_E//(\frac{R_s'+r_{be}}{1+\beta})Ri′=I˙bV˙i=rbe+(β+1)RL′Ri=Ri′//RB=RB//[rbe+(β+1)RL′]Rs′=Rs//RBRo′==I˙′V˙=−(I˙b+βI˙b)−I˙b(rbe+Rs′)=1+βRs′+rbeRo=Ro′//RE=RE//(1+βRs′+rbe)
特点: 输入电阻比共射放大电路高得多, 一般可达几十千欧到几百千欧. 输出电阻很小, 且与信号源内阻有关, 因此有很强的带负载能力.

二. 主要应用
共集放大电路输入电阻大, 输出电阻小, 电流驱动能力强, 因而从信号源索取的电流小而带负载能力强, 故常用于多级放大电路的输入级和输出级; 也可用它来连接两电路, 减小电路直接相连造成的影响, 起缓冲的作用, 称为缓冲级或隔离级.
eg: P76.2.5.1

共基放大电路

设RL′=RC//RLR_L'=R_C//R_LRL′=RC//RL, 忽略rcer_{ce}rce

电压增益与电流增益:

V˙o=−βI˙bRL′V˙i=−I˙b(rbb′+rb′e)=−I˙brbeA˙v=βRL′rbe\dot V_o=-\beta \dot I_bR_L'\\[2ex] \dot V_i=-\dot I_b(r_{bb'}+r_{b'e})=-\dot I_br_{be}\\[2ex] \dot A_v=\frac{\beta R_L'}{r_{be}}V˙o=−βI˙bRL′V˙i=−I˙b(rbb′+rb′e)=−I˙brbeA˙v=rbeβRL′
特点: 输入电压与输出电压通相, 增益与共射放大电路相同, 输入电流为iEi_EiE,输出电流为iCi_CiC, 故无电流放大能力, 但有足够的电压放大能力, 可以实现功率放大.

输入与输出电阻
Ri′=V˙iI˙e=rbe1+βRi=Ri′//RE=RE//rbe1+βR_i'=\frac{\dot V_i}{\dot I_e}=\frac{r_{be}}{1+\beta}\\[2ex] R_i=R_i'//R_E=R_E//\frac{r_{be}}{1+\beta}Ri′=I˙eV˙i=1+βrbeRi=Ri′//RE=RE//1+βrbe
若不考虑电阻RCR_CRC的作用, 则Ro=rcbR_o=r_{cb}Ro=rcb, 晶体管的rcbr_{cb}rcb比rcer_{ce}rce大得多, 如果考虑RCR_CRC, 则Ro=rcb//RC≈RCR_o=r_{cb}//R_C\approx R_CRo=rcb//RC≈RC
故共基放大电路输出电阻与共射放大电路相同.

三种组态比较

共射电路既能放大电流又能放大电压, 输入电阻在三种组态中居中,输出电阻大, 频带窄, 常作为低频电压放大电路的单元电路
共集电路只能放大电流不能放大电压, 是三种接法中输入电阻最大, 输出电阻最小的电路, 并具有电压跟随特点, 常用于多级放大电路的输入级, 输出极和缓冲极, 在功率放大电路也常采用射极输出形式
共集放大电路只能放大电压不能放大电流, 输出电阻小, 电压增益和输出电阻与共射电路相同, 频率特性是三种电路中最好的, 常用于宽频带放大电路.

电流源电路

差分放大电路

差分(差动)放大器组成及特性

组成: 电路左右对称, T1,T2T_1,T_2T1,T2特性一致, 故称T1,T2T_1,T_2T1,T2为差分对管, IEE,REEI_{EE},R_{EE}IEE,REE为电流源电路, 为T1,T2T_1,T_2T1,T2提供偏置电流. 差分放大电路有两个输入端, 输出端, 故其共有四种电路形式
差模信号与共模信号:
设v11,v12v_{11},v_{12}v11,v12时任意大小与极性的信号, 则可分解为:
v11=12(v11+v12)+12(v11−v12)v12=12(v11+v12)−12(v11−v12)v_{11}=\frac{1}{2}(v_{11}+v_{12})+\frac{1}{2}(v_{11}-v_{12})\\[2ex] v_{12}=\frac{1}{2}(v_{11}+v_{12})-\frac{1}{2}(v_{11}-v_{12}) v11=21(v11+v12)+21(v11−v12)v12=21(v11+v12)−21(v11−v12)
可见v11v_{11}v11和v12v_{12}v12中含有一对大小相等, 极性相同的信号和一对大小相等, 极性相反的一对信号. 前者称为共模输入信号, 用vICv_{IC}vIC表示, 并定义为vIC=(v11+v12)/2v_{IC}=(v_{11}+v_{12})/2vIC=(v11+v12)/2, 后者称为差模输入信号, 用vIDv_{ID}vID表示, 定义为vID=v11−v12v_{ID}=v_{11}-v_{12}vID=v11−v12.上式改写成{v11=vIC+12vIDv12=vIC−12vID\begin{cases} v_{11}=v_{IC}+\frac{1}{2}v_{ID}\\[2ex] v_{12}=v_{IC}-\frac{1}{2}v_{ID} \end{cases}⎩⎨⎧v11=vIC+21vIDv12=vIC−21vID
直流传输特性:

可以看出, 输出电流(电压)与差模信号的输入电压vIDv_{ID}vID之间的关系符合双曲正切函数的变化规律, 其直流传输特性如图所示:

可看出:
1. 静态时, 电路工作早Q点,IC1=IC2≈IEE/2I_{C1}=I_{C2}\approx I_{EE}/2IC1=IC2≈IEE/2
2. vID≠0v_{ID}\neq0vID=0, 即加差模电压后, iC1,iC2i_{C1},i_{C2}iC1,iC2一增一减, 且增减量相等,总和不变, 近似于IEEI_{EE}IEE. 此时电路有输出电流和电压, 即差模放大信号.
3. 加共模信号, 必有vB1=vB2,vID=0v_{B1}=v_{B2},v_{ID}=0vB1=vB2,vID=0,因假设REE→∞R_{EE}\to \inftyREE→∞, 故两集电极没有电流输出, 此时无输出电流和电压, 即抑制共模信号
4. 当∣vID∣<=VT|v_{ID}|<=V_T∣vID∣<=VT时,iC1,iC2i_{C1},i_{C2}iC1,iC2与vIDv_{ID}vID间是线性关系, 差分对管工作在放大区, 差放近似为线性电路, 称此区域为查房的线性区.
5. 当vID>=4VT≈104mVv_{ID}>=4V_T\approx 104mVvID>=4VT≈104mV,一管导通, 电流已接近IEEI_{EE}IEE, 另一管已接近截止, 故称此区域为限幅区, 即非线性区, 查房电路呈现良好的限幅特性.
差分放大电路的大信号工作状态:
1. 最大差模输入电压VIDMV_{IDM}VIDM: 由于vID=vBE1−vBE2v_{ID}=v_{BE1}-v_{BE2}vID=vBE1−vBE2, 当vID>VBE1v_{ID}>V_{BE1}vID>VBE1后, T1T_1T1导通, T2T_2T2发射结承受反压截止
2. 线性区的扩展:在两管射极接入负反馈电阻RER_ERE, 可使直流传输特性曲线变平缓, 线性区变宽.但同时增益也会下降

差分放大电路的小信号放大

在交流小信号条件下, 差放近似成线性放大电路, 因此可用叠加定理分差模输入和共模输入两种情况进行分析. 在差模输入信号vidv_{id}vid作用下, 产生差模输出电压vod=Avdvid=Avd(vi1−vi2)v_{od}=A_{vd}v_{id}=A_{vd}(v_{i1}-v_{i2})vod=Avdvid=Avd(vi1−vi2),AvdA_{vd}Avd称为差模增益; 在共模输入信号vicv_{ic}vic作用下, 产生共模输出电压voc=Avcvic=Avc(vi1+vi2)/2,Avcv_{oc}=A_{vc}v_{ic}=A_{vc}(v_{i1}+v_{i2})/2,A_{vc}voc=Avcvic=Avc(vi1+vi2)/2,Avc称为共模电压增益. 故差放那个的总输出电压为vo=vod+vid=Avdvid+Avcvicv_o=v_{od}+v_{id}=A_{vd}v_{id}+A_{vc}v_{ic}vo=vod+vid=Avdvid+Avcvic为抑制共模输出, 要求vod<<vocv_{od}<<v_{oc}vod<<voc, 即∣Avd/Avc∣<<∣vic/vid∣|A_{vd}/A_{vc}|<<|v_{ic}/v_{id}|∣Avd/Avc∣<<∣vic/vid∣

差模分析.
1. 交流通路: 由于电路对称且差分对管特性一致, 在差模信号vi1−vi2v_{i1}-v_{i2}vi1−vi2的作用下, 两管射极电流iE1,iE2i_{E1},i_{E2}iE1,iE2以增一减, 且增减量相等即ie1=−ie2i_{e1}=-i_{e2}ie1=−ie2, 流经电流源的信号不变, 射极电位vEv_EvE不变,故E点接地, 电流源可视为交流短路;同理, 两管集电极电位也是一赠一减, 且增减量相同即vod1=−vob2v_{od1}=-v_{ob2}vod1=−vob2,RLR_LRL中点电位不变, 故RLR_LRL中点交流接地, 每管集电极负载为RL/2R_L/2RL/2, 由此得出交流通路图:
  
  如果是单端输出, RLR_LRL接于T1T_1T1或T2T_2T2集电极, RLR_LRL只需将一管集电极电流转化为电压,所以另一管的集电极可直接接至电源VCCV_{CC}VCC, 但由于两管集电极负载不同, 电路不对称, 严格说不能用半边电路来分析计算, 但若忽略基区调宽效应, 即不考虑vCEv_{CE}vCE对iCi_CiC的影响, 则仍认为电路是对称的, 可得其交流通路图
2. 差模交流指标的计算
  - 差模电压增益: 双端输出时:
    A˙vD=V˙oDV˙iD=V˙o1−V˙o2V˙i1−V˙i2=2V˙o12V˙i1=V˙o1V˙i1=−βRL′rbe,RL′=RC//(RL/2)\dot A_{vD}=\frac{\dot V_{oD}}{\dot V_{iD}}=\frac{\dot V_{o1}-\dot V_{o2}}{\dot V_{i1}-\dot V_{i2}}=\frac{2\dot V_{o1}}{2\dot V_{i1}}=\frac{\dot V_{o1}}{\dot V_{i1}} =-\frac{\beta R_L'}{r_{be}},\ R_L'=R_C//(R_L/2)A˙vD=V˙iDV˙oD=V˙i1−V˙i2V˙o1−V˙o2=2V˙i12V˙o1=V˙i1V˙o1=−rbeβRL′, RL′=RC//(RL/2)可见, 双端输出的电压增益与半边电路的电压增益相同, 所以差放是以成倍的元件换取抑制零点漂移的能力.
    单端输出时: {A˙vd1=V˙od1V˙id=−12βRL′rbeA˙vd2=V˙od2V˙id=12βRL′rbeRL′=RC//RL\begin{cases}\\ \dot A_{vd1}=\frac{\dot V_{od1}}{\dot V_{id}}=-\frac{1}{2}\frac{\beta R_L'}{r_{be}}\\[2ex] \dot A_{vd2}=\frac{\dot V_{od2}}{\dot V_{id}}=\frac{1}{2}\frac{\beta R_L'}{r_{be}}\\[2ex] R_L'=R_C//R_L \end{cases}⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎧A˙vd1=V˙idV˙od1=−21rbeβRL′A˙vd2=V˙idV˙od2=21rbeβRL′RL′=RC//RL
    可见选择不同的晶体管输出, 可使输出电压与输入电压反相或同相; 此电路适用于将双端输入转换为单端输出.
  - 差模输入电阻: 差模输入电阻RidR_{id}Rid为差模输入电压与输入电流的比值, 即由两输入端看进去的等效电阻, 所以是半边输入电阻的二倍, 即Rid=V˙idI˙id=V˙idI˙b1=2rbeR_{id}=\frac{\dot V_{id}}{\dot I_{id}}=\frac{\dot V_{id}}{\dot I_{b1}}=2r_{be}Rid=I˙idV˙id=I˙b1V˙id=2rbe
  - 差模输出电阻:
    双端: Rod=2RCR_{od}=2R_CRod=2RC
    单端: Rod1=Rod2=RCR_{od1}=R_{od2}=R_CRod1=Rod2=RC
3. 单端输出方式: 令vi1=0v_{i1}=0vi1=0或vi2=0v_{i2}=0vi2=0, 双端输入就变为单端输入, 所以单端输入时双端输入的特例, 其分析方法与双端相同, 即差分放大电路的性能与输入方式无关.
共模分析
1. 交流通路: 由于电路对称, 在共模信号vicv_{ic}vic的作用下, 两管射极电流相等, 即ie1=ie2i_{e1}=i_{e2}ie1=ie2, 两者相加在电阻REER_{EE}REE上产生的电压为2ie1REE=2ie2REE2i_{e1}R_{EE}=2i_{e2}R_{EE}2ie1REE=2ie2REE, 对每个晶体管而言, 相当于在射极接了一个2REE2R_{EE}2REE的电阻, 若双端输出, 输出电压vo1=vo2,voc=vo1−vo2=0,RLv_{o1}=v_{o2},v_{oc}=v_{o1}-v_{o2}=0,R_Lvo1=vo2,voc=vo1−vo2=0,RL中无电流, 故RLR_LRL可看作开路, 由此可画出其交流通路图
  如果是单端输出, RLR_LRL接于T1T_1T1或T2T_2T2的集电极, 其交流通路图如下:
2. 共模交流增益
  1. 电压增益:
    双端输出时, V˙oc=0\dot V_{oc}=0V˙oc=0
    单端输出时,有{A˙vc1=V˙oc1V˙ic=βRL′rbe+(β+1)2REE≈−RL′2REEA˙vc2=A˙vc1RL′=RC//RL\begin{cases} \dot A_{vc1}=\frac{\dot V_{oc1}}{\dot V_{ic}}=\frac{\beta R_L'}{r_{be}+(\beta +1)2R_{EE}}\approx -\frac{R_L'}{2R_{EE}}\\[2ex] \dot A_{vc2}=\dot A_{vc1}\\[2ex] R_L'=R_C//R_L \end{cases}⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎧A˙vc1=V˙icV˙oc1=rbe+(β+1)2REEβRL′≈−2REERL′A˙vc2=A˙vc1RL′=RC//RL
  2. 输入电阻: 由于共模电压vicv_{ic}vic同时加在两个管子的基极, 所以共模输入电阻是两个完全相同的半边电路输入电阻的并联, 若REER_{EE}REE较小, Ric=V˙icI˙ic=V˙iicI˙b1+I˙b2=12[rbe+2(1+β)REE]R_{ic}=\frac{\dot V_{ic}}{\dot I_{ic}}=\frac{\dot V_i{ic}}{\dot I_{b1}+\dot I_{b2}}=\frac{1}{2}[r_{be}+2(1+\beta)R_{EE}]Ric=I˙icV˙ic=I˙b1+I˙b2V˙iic=21[rbe+2(1+β)REE]
    若REER_{EE}REE很大, 不能忽略晶体管的rce,rb′er_{ce},r_{b'e}rce,rb′e, 可推出Ric=V˙icI˙ic=β2(2REE//rce2)R_{ic}=\frac{\dot V_{ic}}{\dot I_{ic}}=\frac{\beta}{2}(2R_{EE}//\frac{r_{ce}}{2})Ric=I˙icV˙ic=2β(2REE//2rce)
    可见
    RicR_{ic}Ric要比差模输入电阻RidR_{id}Rid大得多.
  3. 输出电阻:
    双端: Roc=2RCR_{oc}=2R_CRoc=2RC
    单端: Roc1=Roc2≈RCR_{oc1}=R_{oc2}\approx R_CRoc1=Roc2≈RC
共模抑制比: 为了综合考察差放对差模信号的放大能力和对共模信号的抑制能力, 常用共模抑制比KCMRK_{CMR}KCMR来衡量. 其定义为差模电压增益于共模电压增益之比的绝对值, 也常用分贝数来表示, 即KCMR=∣A˙vdA˙vc∣或KCMR=20lg⁡∣A˙vdA˙vc∣(dB)K_{CMR}=|\frac{\dot A_{vd}}{\dot A_{vc}}|\ 或\ K_{CMR}=20 \lg|\frac{\dot A_{vd}}{\dot A_{vc}}|(dB)KCMR=∣A˙vcA˙vd∣ 或 KCMR=20lg∣A˙vcA˙vd∣(dB)
可见共模抑制比越大, 对差模信号的放大能力和对共模信号的抑制能力就越强.双端输出时, 若差放理想对称, ∣A˙vc∣=0|\dot A_{vc}|=0∣A˙vc∣=0, 故KCMR→∞K_{CMR}\to \inftyKCMR→∞;单端输出时, KCMR=∣A˙vd1A˙vc1∣≈βREErbeK_{CMR}=|\frac{\dot A_{vd1}}{\dot A_{vc1}}|\approx\frac{\beta R_{EE}}{r_{be}}KCMR=∣A˙vc1A˙vd1∣≈rbeβREE
可得出以下结论:
- 差放性能与输出方式有关, 与输入方式无关
- 双端输出的电压增益与半边电路相同, 而单端输出的电压增益约为双端输出的一半.
- 双端输出的输出电阻为2RC2R_C2RC, 单端输出的输出电阻是它的一半.
- 差模输入电阻均为半边电路的2倍.
  **eg: P94.2.7.1 ,2.7.2

有源负载差分放大电路

差模参数: 使用有源负载可以使差分放大电路单端输出的到双端输出的电压增益. 其差模电压增益, 输入电阻, 输出电阻分别为
{A˙vd=βRL′rbeRid=2rbeRo=rce2//rce4\begin{cases} \dot A_{vd}=\frac{\beta R_L'}{r_{be}}\\[2ex] R_{id}=2r_{be}\\[2ex] R_o=r_{ce2}//r_{ce4} \end{cases}⎩⎪⎪⎪⎪⎨⎪⎪⎪⎪⎧A˙vd=rbeβRL′Rid=2rbeRo=rce2//rce4
式中RL′=rce2//rce4//RL,rce4R_L'=r_{ce2}//r_{ce4}//R_L,r_{ce4}RL′=rce2//rce4//RL,rce4是镜像电流源的输出电阻, rce2r_{ce2}rce2是T2T_2T2的输入电阻
共模参数: 共模抑制能力与双端输出差放相同

功率放大电路

四类功放对比:

互补功率放大电路

乙类互补功率放大电路

电路组成: 由两只特性对称的NPN型管和PNP型管组成, 输入电压viv_ivi加在两管的基极, 输出电压vov_ovo由两管射极取出. 电路采用数值相等的正,负电源供电.
参数计算

图(a)表示电路在viv_ivi为正半轴周期时T1T_1T1的工作状况. 再将T2T_2T2的特性曲线倒置于T1T_1T1曲线的下方, 并令二者在Q点, 即vCE=vCCv_{CE}=v_{CC}vCE=vCC处重合, 得到T1,T2T_1,T_2T1,T2组合特性曲线. 因此, T1,T2T_1,T_2T1,T2的交流负载线斜率相等均为−1/RL-1/R_L−1/RL, 且他们的交流负载线均通过Q点, 所以T1,T2T_1,T_2T1,T2合成的交流负载线在T1,T2T_1,T_2T1,T2组合特性曲线坐标里为通过VCCV_{CC}VCC点的一条直线. 显然, 允许的iCi_CiC最大变化范围是2icm2i_{cm}2icm, vCEv_{CE}vCE的变化范围是2(VCC−VCE(sat))=2Vcem=2IcmRL2(V_{CC}-V_{CE(sat)})=2V_{cem}=2I_{cm}R_L2(VCC−VCE(sat))=2Vcem=2IcmRL,则Vom=Vcem=VCC−VCE(sat)V_{om}=V_{cem}=V_{CC}-V_{CE(sat)}Vom=Vcem=VCC−VCE(sat), 如果忽略饱和电压降VCE(sat),Vom=Vcem=IcmRL≈VCCV_{CE(sat)}, V_{om}=V_{cem}=I_{cm}R_L\approx V_{CC}VCE(sat),Vom=Vcem=IcmRL≈VCC
- 输出功率: 设输出电压幅度为VomV_{om}Vom, 输出电流幅度为IomI_{om}Iom, 则Vom=Vcem1=Vcem2,Iom=VomRL≈Icm1=Icm2V_{om}=V_{cem1}=V_{cem2},I_{om}=\frac{V_{om}}{R_L}\approx I_{cm1}=I_{cm2}Vom=Vcem1=Vcem2,Iom=RLVom≈Icm1=Icm2, 则有Po=Vom2⋅Iom2=Vom22RLP_o=\frac{V_{om}}{\sqrt 2}\cdot\frac{I_{om}}{\sqrt 2}=\frac{V_{om}^2}{2R_L}Po=2Vom⋅2Iom=2RLVom2式中的Iom,VomI_{om},V_{om}Iom,Vom可用图中的AB,BQAB,BQAB,BQ来表示, 因此,ΔABQ\Delta ABQΔABQ的面积表示了工作在乙类互补对称电路输出功率的大小.
- 电源供给的功率: 电源总功率为单个电源供给功率的2倍. 有PDC=2×12π∫0πVCCIcmsin⁡ωtd(ωt)=2VCCπ⋅VomRLP_{DC}=2\times \frac{1}{2\pi}\int_0^\pi V_{CC}I_{cm}\sin \omega td(\omega t)=\frac{2V_{CC}}{\pi}\cdot \frac{V_{om}}{R_L}PDC=2×2π1∫0πVCCIcmsinωtd(ωt)=π2VCC⋅RLVom
- 效率: η=PoPDC=π4⋅VomVCC\eta =\frac{P_o}{P_{DC}}=\frac{\pi}{4}\cdot\frac{V_{om}}{V_{CC}}η=PDCPo=4π⋅VCCVom可见, Po,PDC,ηP_o,P_{DC},\etaPo,PDC,η都与输出电压幅度VomV_{om}Vom有关, 当VomV_{om}Vom增大到最大值VCC−VCE(sat)V_{CC}-V_{CE(sat)}VCC−VCE(sat)时, 它们达到最大值, 称为尽限使用, 此时上述式子可直接将VomV_{om}Vom换成VCCV_{CC}VCC
功率管参数选择
- ICMI_{CM}ICM: 输出电压幅度最大值为VCC−VCE(sat)V_{CC}-V_{CE(sat)}VCC−VCE(sat), 因而功率管最大电流为(VCC−VCE(sat))/RL(V_{CC}-V_{CE(sat)})/R_{L}(VCC−VCE(sat))/RL,故ICM≥VCCRLI_{CM}\geq \frac{V_{CC}}{R_L}ICM≥RLVCC
- V(BR)CEOV_{(BR)CEO}V(BR)CEO: 由图可知, 当T1T_1T1导通时, T2T_2T2截止,T1T_1T1饱和时, T2T_2T2所承受的最大反压接近−2VCC-2V_{CC}−2VCC; 同理, T1T_1T1承受的最大反压也是−2VCC-2V_{CC}−2VCC, 因此V(BR)CEO≥2VCCV_{(BR)CEO}\geq 2V_{CC}V(BR)CEO≥2VCC
- PCMP_{CM}PCM: 电源提供的功率, 除了转换成输出功率外, 其余部分主要消耗在功率管上, 因此T1,T2T_1,T_2T1,T2的功耗应等于PDCP_{DC}PDC与PoP_oPo的差, 即PT1+PT2=PDC−Po=2VCCπ⋅VomRL−12⋅Vom2RLPT1=PT2=VCCπ⋅VomRL−14⋅Vom2RLP_{T1}+P_{T2}=P_{DC}-P_o=\frac{2V_{CC}}{\pi}\cdot \frac{V_{om}}{R_L}-\frac{1}{2}\cdot \frac{V_{om}^2}{R_L}\\[2ex] P_{T1}=P_{T2}=\frac{V_{CC}}{\pi}\cdot \frac{V_{om}}{R_L}-\frac{1}{4}\cdot \frac{V_{om}^2}{R_L} PT1+PT2=PDC−Po=π2VCC⋅RLVom−21⋅RLVom2PT1=PT2=πVCC⋅RLVom−41⋅RLVom2
  对VomV_{om}Vom求导数, 解的当Vom=2/π⋅VCCV_{om}=2/\pi\cdot V_{CC}Vom=2/π⋅VCC时管耗最大, 且最大管耗为PT1max=PT2max=1π2⋅VCC2RL≈0.2PomaxP_{T1max}=P_{T2max}=\frac{1}{\pi^2}\cdot \frac{V_{CC}^2}{R_L}\approx 0.2P_{omax}PT1max=PT2max=π21⋅RLVCC2≈0.2Pomax
  可见管耗和输出功率出现最大的时刻并不相同, 当Vom=2/π⋅VCCV_{om}=2/\pi \cdot V_{CC}Vom=2/π⋅VCC时管耗最大, 当Vom=VCC−VCE(sat)V_{om}=V_{CC}-V_{CE(sat)}Vom=VCC−VCE(sat)时输出功率最大, 为了安全, 要求PCM≥0.2PomaxP_{CM}\geq0.2P_{omax}PCM≥0.2Pomax
  eg: P107.2.8.1

甲乙类互补功率放大电路

交越失真: 由于功率管阈值电压VthV_{th}Vth的存在, 当∣vi∣<Vth|v_{i}|<V_{th}∣vi∣<Vth时, 两管都截止, 负载上无电流通过, 这种输出电压波形在零点附近产生, 称为交越失真
甲乙类互补对称电路
- 工作原理与组成: 为了消除交越失真, 再乙类功放电路中设置合适的静态工作点, 使其在静态时, T1,T2T_1,T_2T1,T2处于临界导通或微导通状态, 由于电路对称, 两管静态电流相等, 因此负载RLR_LRL上无电流通过. 其工作波形如下
  
  常用两种偏置电路如图所示. 第一种中, T3T_3T3为甲类共射放大电路, 组成前置放大级, T1,T2T_1,T_2T1,T2间添加二极管D1,D2D_1,D_2D1,D2, 作为直流偏置电路, RCR_CRC是T3T_3T3的集电极负载, 也是D1,D2D_1,D_2D1,D2的限流电阻. 静态时, 利用T3T_3T3的静态电流IC3I_{C3}IC3流过D1,D2D_1,D_2D1,D2产生的直流压降为T1,T2T_1,T_2T1,T2提供直流偏置电压, 使T1,T2T_1,T_2T1,T2微导通, 交流时, 由于D1,D2D_1,D_2D1,D2动态电阻很小, 远小于RCR_CRC, 故T1,T2T_1,T_2T1,T2两管基极之间的压降可以忽略, 保证了T1,T2T_1,T_2T1,T2两管激励信号幅度基本相等.
  
  第二种, 在T1,T2T_1,T_2T1,T2两管基极间接入T4,R1,R2T_4,R_1,R_2T4,R1,R2组成的恒压源, T1,T2T_1,T_2T1,T2提供直流偏置. 若I1>>IBQ4I_1>>I_{BQ4}I1>>IBQ4, 则VBEQ4≈R2R1+R2VCEQ4V_{BEQ4}\approx\frac{R_2}{R_1+R_2}V_{CEQ4}VBEQ4≈R1+R2R2VCEQ4, 因此,VCEQ4=VBEQ4+VEBQ2≈(1+R1/R2)VBEQ4V_{CEQ4}=V_{BEQ4}+V_{EBQ2}\approx (1+R_1/R_2)V_{BEQ4}VCEQ4=VBEQ4+VEBQ2≈(1+R1/R2)VBEQ4,显然, VBEV_{BE}VBE扩大了(1+R1/R2)(1+R_1/R_2)(1+R1/R2)倍后作为偏置电压, 因此称为VBEV_{BE}VBE倍增电路, 调整R1/R2R_1/R_2R1/R2的值可改变电路的偏置情况

单电源供电的互补功率放大电路

上述甲乙类互补对称电路是双电源供电的, 静态时输出端的直流电位是零, 负载电阻RLR_LRL中无电流通过, 因此负载电阻可以直接与输出端相连, 采用直接耦合的方式, 称为OCL(Output Capacitorless), 在一些只能单电源供电的场合需采用下图所示的单电源互补对称电路, 这时, 输出端的直流电位VL=VCC/2V_L=V_{CC}/2VL=VCC/2, 所以在输出端和负载电阻之间要串入隔直电容, 采用阻容耦合的方式, 称为OTL(Output Transformerless)电路.

工作原理: 上图电路, 静态时要求K点电位VK=VCC/2V_K=V_{CC}/2VK=VCC/2, 为了提高电路工作点稳定性, 通常将K点通过电阻分压器R1,R2R_1,R_2R1,R2与前置放大电路的输入端相连, 以引入负反馈, 使VKV_KVK趋于稳定. 直流时通过调节电阻R1R_1R1, 使输出端的直流电位VK=VCC/2V_K=V_{CC}/2VK=VCC/2, 耦合电容C2C_2C2充有左正,右负的直流电压, 大小也为VCC/2V_{CC}/2VCC/2. 当有信号viv_ivi时, 由于T3T_3T3的反相作用, 在信号的负半周, T1T_1T1导电, 有电流流过RLR_LRL, 同时向C2C_2C2充电, 在信号的正半周, T2T_2T2导电, C2C_2C2通过RLR_LRL放电, 只要使C2C_2C2充,放电时间远大于信号周期, 则在两管轮流导通时, 电容C2C_2C2两端的电压基本不变, 相当于电压为VCC/2V_{CC}/2VCC/2的直流恒压源. 单电源供电互补对称电路指标计算与双电源供电的情况是一样的, 只需将VCCV_{CC}VCC换成VCC/2V_{CC}/2VCC/2即可.
存在的问题: 实际输出电压不能达到VCC/2V_{CC}/2VCC/2, 为了提高输出功率, 功率管一般工作在尽限运用状态, 当输入信号viv_ivi达到最值时, T3T_3T3达到临界饱和或截止状态. 当viv_ivi为正半周峰值时, T3T_3T3处于临界饱和状态, T2T_2T2导通, T1T_1T1截止, K点有最低电位VKmin=VCE(sat)3+VEB2V_{Kmin}=V_{CE(sat)3}+V_{EB2}VKmin=VCE(sat)3+VEB2; 当viv_ivi处于负半周峰值时, T1T_1T1导通, T2T_2T2截止, K点有最高电压VKmax=VCC−vR3−VBE1V_{Kmax}=V_{CC}-v_{R3}-V_{BE1}VKmax=VCC−vR3−VBE1, 而此时T1T_1T1中的电流很大, 因此vR3v_{R3}vR3很大, 使得K的最高电位比VCCV_{CC}VCC小得多, K点静态电位是VCC/2V_{CC}/2VCC/2, 因此最大正向, 负向输出电压幅度分别为Vom+=vKmax−VK=(VCC−vR3−VBE1)−VCC/2=VCC/2−VR3−VBE1Vom−=VK−vKmin=VCC/2−VCE(sat)3−VEB2V_{om+}=v_{Kmax}-V_K=(V_{CC}-v_{R3}-V_{BE1})-V_{CC}/2=V_{CC}/2-V_{R3}-V_{BE1}\\[2ex] V_{om-}=V_K-v_{Kmin}=V_{CC}/2-V_{CE(sat)3}-V_{EB2}Vom+=vKmax−VK=(VCC−vR3−VBE1)−VCC/2=VCC/2−VR3−VBE1Vom−=VK−vKmin=VCC/2−VCE(sat)3−VEB2
为提高最大正向输出电压幅度, 通常采用自举的方法, 引入R4,C3R_4,C_3R4,C3组成的自举电路. 静态时C3C_3C3充有上正下负的电压VC3=VR3+VBE1V_{C3}=V_{R3}+V_{BE1}VC3=VR3+VBE1, C3C_3C3的充放电时间远大于信号周期, 故C3C_3C3上的电压近似看成不变, 相当于恒压源. R4R_4R4的作用是使AAA点电位不同于VCCV_{CC}VCC.

准互补输出电路

复合管

复合管: 把两只或三只晶体管通过一定的方式连接形成的一个等效晶体管, 其中的晶体管可使使同型或不同类型.
组成原则: 前一只晶体管的集电极或发射极一定要接到后一只晶体管的基极, 以实现电流的的两次放大; 保证晶体管都工作在放大区. 因此, 要求前一只晶体管的输出电流流向必须与后一只晶体管基极电流的流向一致.
复合管类型及参数: 以上图a为例, 由于复合管电流iB=iB1i_B=i_{B1}iB=iB1流入基极, 故复合管为NPN型, 其放大系数为β=ICIB=IC1+IC2IB1=β1+β2IB2IB1=β1+β2(β1+1)≈β1β2\beta=\frac{I_{C}}{I_{B}}=\frac{I_{C1}+I_{C2}}{I_{B1}}=\beta_1+\frac{\beta_2I_{B2}}{I_{B1}}=\beta_1+\beta_2(\beta_1+1)\approx \beta_1\beta_2β=IBIC=IB1IC1+IC2=β1+IB1β2IB2=β1+β2(β1+1)≈β1β2
上图其他复合类型等效β\betaβ均为β1β2\beta_1\beta_2β1β2.
复合管特点:
- 复合管的管型与第一只管子相同
- 复合管放大系数为两管系数乘积
- 复合管输入电阻与接法有关.对于由相同类型管构成的复合管, 如上图a,b, 输入电阻rbe=rbe1+(1+β1)rbe2r_{be}=r_{be1}+(1+\beta_1)r_{be2}rbe=rbe1+(1+β1)rbe2, 对于由不同类型管构成的复合管, 如上图c,d, 输入电阻为rbe=rbe1r_{be}=r_{be1}rbe=rbe1
复合管缺点:
- β\betaβ稳定性差
- 复合管的fβf_{\beta}fβ值比T1,T2T_1,T_2T1,T2的fβf_\betafβ更低.

多级放大电路

多级放大电路的耦合方式:
- 阻容耦合: 以电容作为耦合元件的耦合方式. 优点: 各级静态工作点独立; 交流信号损失较小. 缺点: 隔断直流, 信号频率低时, 放大倍数减小; 不易集成
- 变压器耦合: 以变压器为耦合元件的电路. 优点: 各级静态工作点相互独立; 可进行阻抗变换.
- 直接耦合: 将前后级直接通过阻性电路相连的耦合方式

直接耦合电路

需要解决的问题:
- 各工作点相互影响, 必须解决各工作点的电平匹配问题
- 零点漂移
级间直流电位匹配问题: 为使两级都有合适的Q点, 可采取两种方法: 1. 抬高后级的输入电压; 2. 降低前级的直流输出电压.
上图采用了抬高后级输入电压的方法, 添加电阻RE2R_{E2}RE2可有效抬高后级输入电位, 但晶体管增益会降低, 将电阻换成二极管或稳压管可以解决这一问题. 由于交流信号下二极管和稳压管动态电阻小, 使二级增益损失不致过大, 但随着级数的增加, 越往后其静态电位越高, 无法实现.
解决方式是采用直流电平移动电路, 就是一种将直流电平按需要从高降低但交流信号的损失由尽可能小的电路, 其实就是降低前级的直流输出电压, 如下图所示

a为使用稳压管降低电位; b为使用电流源加电阻降低电位, 降低值为I0RI_0RI0R; c为使用PNP型管降低直流电位; d为使用射极跟随器实现直流电平平移.
零点漂移问题: 因元件老化, 温度波动等问题, 导致放大电路的静态工作点不稳定. 输入级的零点漂移影响最大, 因此常用差放电路最为输入级.

多级放大电路静态工作点的确定

eg: P118.2.9.1

多级放大电路交流指标的确定

电压增益: 上图总电压增益为A˙v=A˙v1⋅A˙v2⋅...⋅A˙vi\dot A_v=\dot A_{v1}\cdot \dot A_{v2}\cdot ... \cdot \dot A_{vi}A˙v=A˙v1⋅A˙v2⋅...⋅A˙vi其幅频特性与相频特性分别为
上述表达方式其实是将后级看作前级的负载, 即后级输入阻抗作为负载阻抗时计算的增益. 同样也可以将前级当作后级的等效信号源来考虑, 其表达式可改写成

其中A˙vo1\dot A_{vo1}A˙vo1是前级开路电压增益, A˙vs2\dot A_{vs2}A˙vs2是后级源电压增益.

输入电阻与输出电阻: 多级放大电路的输入电阻一般为第一级的输入电阻, 输出电阻一般为最后一级的输出电阻. 需要注意的是, 当第一级是共集放大电路时, 它的输入电阻与其负载, 即第二级的输入电阻有关. 而当共集放大电路作为最后一级时, 它的输出电阻与其信号源的内阻, 即倒数第二级的输出电阻有关.
通频带: 多级放大电路总电压增益虽然提高了, 但总通频带变窄.
eg: P220.2.9.2

多级放大电路的几种形式

共射-共基两级放大电路: 如图,
共射-共基放大电路增益接近于单级共射放大电路, Ri=rbe,Ro=RCR_i=r_{be}, R_o=R_CRi=rbe,Ro=RC具有较好的高频特性
共集-共集两级放大电路:
电压增益近似于1, 输入阻抗近似于β1β2RL′\beta_1\beta_2R_L'β1β2RL′,输出阻抗Ro=Ro1+rbe21+β2R_o=\frac{R_{o1}+r_{be2}}{1+\beta_2}Ro=1+β2Ro1+rbe2, 其中Ro1=rbe1+RS1+β1R_{o1}=\frac{r_{be1}+R_S}{1+\beta_1}Ro1=1+β1rbe1+RS