一款GaN HEMT内匹配功率放大器设计过程详解
一款GaN HEMT内匹配功率放大器设计过程详解
张书源，钟世昌 发表于 2020-01-22 16:55:00
模拟技术
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0 引言
近年来，宽禁带材料与微波功率器件发展非常迅猛。GaN材料作为第三代半导体的典型代表，具有很多优异的特性，如禁带宽度宽、击穿场强高、热传导率高和峰值电子漂移速度高，所以GaN材料可以很好地满足高温、高频和高功率等工作要求。同时由于目前的电子整机系统要求功率放大器具有较宽的带宽、较大的功率和较高的效率，而GaAs器件受自身功率密度的限制，在兼顾体积时不能保证较大功率的输出，并且用GaAs器件制作的功率放大器效率较低。相比之下GaN器件在这方面的优点就变得非常突出，GaN器件制成的功率放大器效率高于GaAs，且GaN可以高电压工作的特点将会使其成为未来工程应用的首选［1］。
与以多个晶体管并联来实现的功率放大器相比，单胞的功率放大器具有更高的能效，同时这样也可使得功率器件的输入、输出端口的阻抗与多胞器件相比更大，因此在设计和使用时，由输入、输出引线微小的变化、管壳以及其他寄生参数等带来的对电路性能的影响就比较小，甚至可以忽略不计，这样实际电路的性能与仿真的性能更为接近，可以保证电路的性能。同时本文采用了内匹配的方式，即在管壳内部引入匹配电路，通过较高进度的薄膜电路对功率芯片进行匹配，可进一步减小外界寄生参数对电路性能的影响，更加有利于电路的设计。
目前国内外对GaN HEMT功率放大器的研究有很多，其参数对比见表1，可以看出，与现有的GaN HEMT 功率放大器设计相比，本文设计的功率放大器在输出功率较高的同时，也具有较高的能效，同时，应用的频段也属于S波段中比较高的频段。
本文运用传输线理论，采用单胞的电路结构，用微波仿真软件ADS对栅宽为9.6 mm GaN功率芯片进行阻抗匹配，实现了在3.8～4.2 GHz频段的连续波输入条件下，输出功率大于30 W，相对带宽25%，功率附加效率大于48%的GaN功率放大器。
1 功放的设计
1.1 器件的选择
设计功率放大器时，选择合适栅宽的功率芯片很重要，如果功率芯片的栅宽太小，则无法输出所要求的功率；如果栅宽过大，又会造成效率的降低。本文的设计目标是在3.8~4.2 GHz的连续波输入的条件下，达到30 W功率的输出，附加效率大于48%。南京电子器件研究所自主研制的GaN功率芯片，在28 V漏极电压S波段条件下具有4 W/mm的功率密度，按照此值进行计算，选取了9.6 mm栅宽的管芯。
1.2 匹配电路的实现
较为常见的匹配电路模型有L型、T型以及π型匹配网络。L型匹配网络由两个不同性质的电抗元件构成，它是一个窄带网络，具有滤波功能，滤波性能取决于匹配网络的Q值，为了实现更大的带宽和阻抗变换，匹配网络就需要更多的元件，这时T型和π型匹配网络应用就更为常见，而这两个匹配网络都是在L型匹配网络上的优化。当需要实现的带宽继续增加时，这就需要进行多节匹配，而这时采用的基础匹配网络就是L型网络结构。
本文设计的功率放大器的相对带宽为10%，已属于宽带范围，因此电路匹配方式为T型、π型匹配网络或者多节匹配方式。对于电路中的电感以及电容的参数选取，有两种方式，一是通过计算的方式，二是根据阻抗-导纳史密斯圆图进行阻抗匹配。
计算方式本文以一个2节L型匹配网络为例，如图1所示。
阻抗变换是一步步执行的，从RS到R1，再到RL，当相邻电阻比相等时，可以得到最优化带宽：
由式（1）得出中间等效电阻R1的值，然后可以得出由此最优节点品质因数Q的值为：
再根据品质因数Q的计算式得到相应的C、L的值，见式（3）：
由此可以得到最优的2节L型阻抗匹配网络的各个电抗元件的数值。
利用阻抗-导纳史密斯圆图进行阻抗匹配，如图2所示。
本文选取了利用史密斯圆图进行匹配的方式，对于匹配电路的设计过程，本文先进行输出匹配电路的设计，然后再进行输入匹配电路设计。
1.2.1 输出匹配电路设计
实际功放设计中，为追求最大的器件功率输出，放大器的输出端一般采用最佳功率匹配电路。管芯的输出阻抗通常可以等效为一个电阻与一个电容的并联形式，电阻的阻值与电容的容值都与栅宽有着直接的联系，电阻与栅宽成反比，即，R×L=90 Ω·mm；而电容与栅宽成正比，即C/L=0.4 pF/mm。因此可以得出管芯的输出阻抗为ZS=（9.375 Ω//3.84 pF）
然后利用ADS软件中的Smith Chart Utility进行阻抗匹配，本文对输出匹配采用了T型网络匹配，匹配电路见图3。
1.2.2 输入匹配电路设计
输入电路通常采用基于小信号下的最佳增益匹配以达到最优功率输出。首先需要得到管芯的小信号输入下的S参数模型，将输出匹配电路中的管芯等效RC并联电路用该S参数模型进行替换，同时对该电路进行仿真得到从管芯输入端看过去的双端口网络的S11参数，得到相应的等效输出阻抗，然后进行仿真，考虑带宽的影响，本文采用了2节L型网络匹配的设计，见图4。
实际电路中不存在理想的电感电容元件，而且本文采用的是内匹配的方式，需要将各元件用相应的微带线进行替换。同时各节微带线连接采用金丝相连，在对微带线匹配电路进行仿真时都要进行考虑，尽量减少额外的寄生参数的影响。
2 放大器的测试与数据分析
在功放测试中，采用栅极偏压-2.5 V，漏极偏压28 V，输入信号为连续波的测试条件进行测试，经测试，将输入功率为25 dBm，作为小信号输入功率；将输入功率设定为36 dBm，作为达到饱和输出功率。
将实际小信号增益与仿真结果进行对比，如图5所示。
经对比可以发现实际的测试结果与仿真的数据基本接近，鉴于存测试架、管壳的寄生参数等因素导致的衰减影响，可以认为样品与仿真基本一致。
当输入功率为36 dBm时，功放的饱和输出功率和附加效率（PAE）测试结果如图6所示。
测试结果显示，在3.8~4.2 GHz的工作频率内，功率放大器的饱和输出功率最小值为45.4 dBm，最大值为46.5 dBm，整个工作频带内的附加效率超过了48%，最大附加效率点达到了55.1%，满足设计要求。
至此本文设计的功率放大器其实测的小信号增益测试数据与仿真数据的趋势基本一致，与设计相符，大信号输入条件下的饱和输出功率与其附加效率均满足设计要求，证明本文的设计是成功的。
3 结论
本文设计并实现了一款GaN HEMT内匹配功率放大器，同时对几种匹配电路模型进行了介绍，有L型匹配网络、T型匹配网络、π型匹配网络，同时对常用于宽带电路设计的多节匹配网络以及用史密斯圆图进行匹配的方法进行了较为详细的说明。最终用1个栅宽为9.6 mm的GaN功率芯，通过内匹配的方式，用史密斯圆图进行了电路设计，在3.8~4.2 GHz频段内，连续波输入的条件下实现了30 W以上的功率输出，同时功率的附加效率达到了48%以上。同时也显示了GaN功率器件的宽带、高效和高功率的工作性能具有广阔的工程应用前景。
参考文献
［1］ 曹泽华.L波段GaN内匹配功率放大器研究［D］。成都：电子科技大学，2017.
［2］ 冷永清.S波段GaN基HEMT内匹配平衡功率放大器研究［D］。长沙：湖南大学，2009.
［3］ 关统新，要志宏，赵瑞华，等。基于GaN HEMT的S波段内匹配功率放大器设计［J］。半导体技术，2014，39（1）：38-41.
［4］ Applied Materials.Semiconductor technologies［Z］.Unit States：Applied Materials，2012：1-3.
［5］ SAAD P，FAGER C，CAO H，et al.Design of a highly efficient 2-4-GHz octave bandwidth GaN-HEMT power amplifier［J］.IEEE Transactions on Microwave Theory & Techniques，2010，58（7）：1677-1685.
［6］ WU Y T，MKADEM F，BOUMAIZA S.Design of a broadband and highly efficient 45 W GaN power amplifier via simplified real frequency technique［C］.Microwave Symposium Digest.IEEE，2010：1090-1093.
［7］ 斛彦生，余若祺，银军，等.S波段GaN高效率内匹配功率放大器的设计与实现［J］。通讯世界，2017（12）：25-26.
［8］ 马东艺.S波段基于GaN HEMT的宽带内匹配高功率器件的研制［D］。上海：复旦大学，2014.
［9］ Reinhold Ludwig.射频电路设计理论及应用［M］。北京：电子工业出版社，2002.
［10］ BAHL I J.射频与微波晶体管放大器基础［M］。北京：电子工业出版社，2013.
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