20、ADS使用记录之E类功放设计(上)

基于CGH40010F，主要是理想的仿真（上篇）

理论部分参考论文基于GaN HEMT的高效率E类功率放大器的设计研究

0、源文件下载

1、设计指标

频率范围：2.3Ghz–2.5Ghz
输出功率：10w（40dbm）
回波损耗：小于-15db
漏极效率：大于百分之70

2、数据手册分析

番外1：射频功放晶体管的重要参数

3、理论分析

理论分析对初学者来说十分重要，E类的设计主要依靠公式的计算，详细了解其公式体系对实现高效率的E类功放十分重要。

E 类功放的开关性能被两个基本边界条件所限制，即零电压开关（Zero
Voltage Switching，ZVS），和零电压导数切换（Zero Voltage Derivate Switching，
ZVDS）。也就是在开关闭合的瞬间，v=0 且 i=0；当开关断开的瞬间，v=0。这
两个条件限定了 E 类功放的电压电流波形，使得在整个周期内，漏极电压电流
无交叠，效率达到 100%。

3、偏置电路和稳定性分析

导入CGH40010F模型文件，第一次使用选择解压Design Kit，如果不是第一次使用可以选择管理库文件，我这里不是第一次使用：
选择添加库定义文件：

到模型解压的根目录找到defs文件，点击打开导入库：

新建原理图命名为01_DC_SIMULATION（此原理图用于直流扫描）：

在菜单栏选择Insert，插入模板：

此处插入的是我自定义的模板：

插入后如下所示（一般插入模板还需要根据数据手册对相应电压进行设置，此处插入模板已经设置好了，比如说此处的扫频参数）：

直接点击仿真观察结果：

观察到该管子的开启电压约为-3.4V，其膝点电压约为6V。下一步建立新原理图进行稳定性分析：

合理设置方框中的参数：

进行仿真，发现原电路在工作频段不稳定：

可以通过添加稳定性反馈的方式来提升电路的稳定性，但是在此次设计中，由于设计的是E类放大器，输入之起到开关左右，因此此设计可以将栅极电压Vgs进一步降低以提供更高的稳定性。此次选择栅压-3.5V：

再次进行仿真，发现系统在工作频段稳定：

4、负载牵引与源牵引—输入匹配设计

由上述的理论分析可知，电路的输出回路基本确定且可以由公式计算得出，因此负载牵引和源牵引的主要目的是进行输入的匹配，构建负载牵引原理图：

对此原理图进行仿真，得到如下结果：

构建源牵引原理图，将上述负载牵引得到的阻抗填入：

运行仿真，得到的最佳阻抗点如下所示：

新建原理图进行输入匹配设计：

对Smith圆图匹配工具进行设计，使用L匹配方式进行匹配，设计得到的电路图如下所示：

对此设计进行仿真，结果如下：

发现匹配良好。

5、输出匹配设计与理想状态下谐波平衡测试

输出电路拓扑基本确定，且有公式给出，此处使用如下的matlab程序对参数进行计算：

%工作频率（Hz）
fre=2.4e9;
%电源电压（V）
vdc=28;
%输出功率（W）
pout=10;
%电感品质因数
ql=30;w=2*pi*fre;
Cp=pout/(pi*w*vdc*vdc);
disp(['并联电容Cp值为：',num2str(Cp*1e12),'pF']);
RL=8*vdc*vdc/(pout*(pi*pi+4));
disp(['负载阻抗RL值为：',num2str(RL),'Ohm']);
L0=8*ql*vdc*vdc/(w*pout*(pi*pi+4));
disp(['谐振电感L0值为：',num2str(L0*1e9),'nH']);
C0=pout*(pi*pi+4)/(8*w*ql*vdc*vdc);
disp(['谐振电容C0值为：',num2str(C0*1e12),'pF']);
L=pi*vdc*vdc*(pi*pi-4)/(2*w*pout*(pi*pi+4));
disp(['其他电感L值为：',num2str(L*1e9),'nH']);

运行程序，得到如下参数：

>> class_e_output_cal
并联电容Cp值为：0.26924pF
负载阻抗RL值为：45.2212Ohm
谐振电感L0值为：89.9647nH
谐振电容C0值为：0.048882pF
其他电感L值为：3.4561nH

新建原理图，根据上述电路设计输出拓扑（加上输入匹配模块，图中的参数已经进行了微调）：

对此电路进行仿真，仿真结果如下所示，发现效果非常差：

这是由于收到寄生参数和封装参数的影响，因此理论计算的结果并不符合，在此添加去封装、去寄生参数网络（此网络由相关论文给出，被广泛使用）：

添加去封装后再次进行仿真，得到如下结果：

可以看到效率较高且工作在E类模式，但是电压和电流的导通角并非都是180°。
理论的分析和设计到此结束，下一节使用微带线进行实际的设计。

6、结果分析

由结果可得，此次设计的E类功放具有将近百分之90的漏极效率，但波形并不理想且导通角好像和180°有所差异，使用论文：“Idealized Operation of the Class E Tuned Power Amplifier”, IEEE, 1977中的推导得知，E类功放并非总可以实现，受限于电压和电流最大值的原因，其在导通角为180度时并非总可以实现，在忽略寄生电容的情况下，我们可以使用论文中的公式得到如下的结果，可以看到并联电容的数值约为0.436pf，这也意味着一旦寄生电容数值大于0.436pf，这种输出拓扑则不可直接实现（但可以加入感性元件进行抵消）：

7、下一步的设计

此次的设计基于理想的电感电容和谐振元件，这在实际设计中不可行。在射频pa设计时，我们往往使用微带线进行输出拓扑的设计，因此我们需要使用微带电路去实现和集总参数电路类似的效果。
实现原理：
1、使用微带电路实现和集总参数电路类似的阻抗
2、电感和电容可用高低阻抗线模拟实现

由上述两个原理，使得E类射频功放的微带线实现成为可能！

下一步设计见：21、ADS使用记录之E类功放设计(中)