MPS2326 Constant-On-Time (COT) Step-Down Converter DC-DC

MP2326是一款完全集成的高效同步降压开关模式转换器，静态电流仅为40μA。这款非常紧凑的器件在出色的负载和线路调节范围内，可在较宽的输入电源范围内实现4A的连续输出电流，并且可在较宽的输出电流负载范围内高效工作。针对电池供电的应用以及要求高轻载效率的应用进行了优化。通过恒定导通时间（COT）控制，MP2326提供了非常快速的瞬态响应，简便的环路设计和非常严格的输出调节。全面的保护功能包括SCP，OCP，UVP和热关机。
MP2326需要最少数量的易于使用的标准外部组件，并采用节省空间的2mmx3mm 14引脚QFN封装。

3.9V至19V的工作输入范围
4A输出电流
40μA静态电流
输出可在0.6V范围内调节
90mΩ/30mΩ高端/低端RDS（ON）用于内部功率MOSFET 是场效应管FET漏极D与源极S之间导通时D、S之间的电阻
电源良好指示器
可编程的软启动时间
强制PWM或自动PFM / PWM模式可选
可编程开关频率
热关断
短路保护：打ic模式
采用QFN-14（2mmx3mm）包

VIN under-voltage lockout threshold rising 电压不足锁定阈值上升

VIN under-voltage lockout threshold hysteresis 电压不足锁定阈值滞后

HS switch-on resistance 导通内阻

LS switch-on resistance

Switch leakage 漏电开关

High Side FET Current limit 高侧场效应晶体管电流限制

Low Side FET Current limit

Power-good sink current capability 灌电流能力

UVLO 低压关断欠压锁定

地线
系统接地。 GND是稳定输出电压的参考地，在PCB布局中需要特别注意（请参见第19页的“ PCB布局准则”部分）。
sw
开关输出。使用宽PCB迹线连接软件
VIN电源电压。 MP2326的工作电压范围为+ 3.9V至+ 19V。需要使用C1解耦输入轨。使用宽的PCB走线和多个通孔进行连接。
频率/模式
CCM操作期间设置的频率。在VIN上连接一个电阻以设置开关频率。该器件在强制PWM模式下工作。将一个电阻连接到GND以设置开关频率。该零件在自动PFM / PWM模式下工作。不要浮动FREQ / MODE。
PG
电源正常输出。 PG的输出是漏极开路，如果输出电压高于标称电压的90％，则PG的输出将变高。当FB≥90％且PG变高时，会有40μs的延迟。

SS
慢启动。在SS和GND之间连接一个电容器，以设置软启动时间，以避免启动浪涌电流
FB
反馈。当连接到连接在输出和GND之间的外部电阻分压器的抽头时，FB设置输出电压。
CR
内部斜坡调整。在VOUT和CR之间连接一个电容器，以调节内部斜坡幅度。这可以用来改善瞬态性能。
EN
启用/禁用控制。 EN = 1以使能MP2326。对于自动启动，通过一个上拉电阻将EN连接至VIN。
BST
引导程序。 BST需要在SW和BST之间连接一个电容器，以在高端开关驱动器上形成一个浮动电源。
VCC
内部偏置电源。内部5V LDO输出。用一个尽可能靠近VCC的1μF陶瓷电容去耦。

操作方式
PWM操作
MP2326是一款完全集成的同步整流整流降压开关转换器。该器件采用恒定导通时间（COT）控制，以提供快速的瞬态响应和简便的环路补偿。图2显示了MP2326的简化斜坡补偿模块。在每个周期的开始，当斜坡电压（VRamp）低于误差放大器输出电压（VEAO）时，高端MOSFET（HS-FET）导通，这表明输出电压不足。
输入电压和频率设置电阻决定HS-FET的开启定时器（TON）。经过导通时间后，HS-FET进入截止状态。通过在导通和截止状态之间循环HS-FET，转换器可调节输出电压。集成低端MOSFET（LS-FET）在HS-FET处于关断状态时导通使传导损耗最小化。当HS-FET和LS-FET同时开启时，会发生直通，从而导致输入和GND之间出现完全短路。直通会大大降低效率。 MP2326通过在HSFET关断时间和LS-FET导通时间以及LS-FET关断时间和HS-FET导通时间之间内部产生空载时间（DT）来避免直通。根据输出电流，设备进入重载操作或轻载操作。

图2.简化的斜坡补偿模块模式选择

在FREQ / MODE和VIN之间连接一个电阻（R6）可以设置开关频率（见图3）。同时，该器件工作在强制PWM模式下，在FREQ / MODE与GND之间连接一个电阻（R7）以设置开关频率。同时，该器件在自动PFM / PWM模式下工作。

开关频率
MP2326使用恒定导通时间（COT）控制； IC中没有专用的振荡器。输入电压前馈至导通时间通过频率电阻实现一次触发定时器。占空比保持在VOUT / VIN，并且开关频率在输入电压范围内相当恒定。近似的典型开关频率可以通过以下公式确定：

在强制PWM模式和自动PFM / PWM模式下，TON会略有不同。近似的典型TON公式如下所示：

其中TDELAY_PWM和TDELAY_PFM代表比较器延迟。典型值分别约等于15ns和10ns。
当器件进入CCM模式时，由于功率损耗，占空比从轻载到满载的变化很小。即使在CCM模式下，这也会导致频率从轻载变为满载。
由于最小的接通时间和最小的断开时间，开关频率受到限制。可以通过以下公式计算最大频率。在两者之间选择最小值作为最大频率：

其中，Ton-min典型值为90ns，Toff-min典型值为150ns。例如，如果VIN = 12V且VOUT = 1.2V，则可设置的最大频率约为1.1MHz。 MP2326经过优化，可在高开关频率下高效运行。高开关频率使得可以使用小型LC滤波器组件来节省系统PCB空间。

当MP2326在强制PWM模式下工作时，MP2326进入CCM，在此处HS-FET和LSFET重复开/关操作（即使电感电流变为零或负值）。开关频率（FSW）相当恒定。图4显示了强制PWM操作期间的时序图。轻载运行在自动PFM / PWM模式下（轻载期间）
MP2326会自动降低开关频率以保持高效率，并且电感器电流下降至接近零。当电感电流达到零时，LS-FET驱动器进入三态（高Z）。这导致输出电容器通过LS-FET，R1和R2缓慢放电至GND。当输出电流较低时，此操作可大大提高器件效率（见图5）。

轻载操作也称为跳过模式，因为HS-FET的开启频率不如重载条件下的频繁。 HS-FET导通的频率是输出电流的函数。随着输出电流的增加，电流调制器调节的时间周期变短，导致HS-FET导通的频率更高。进而，开关频率增加。当电流调制器时间为零时，输出电流达到临界水平。可以使用以下公式确定输出电流：

一旦输出电流超过临界水平，器件就会恢复为PWM模式。一旦进入PWM模式，开关频率在输出电流范围内将保持相当恒定。输入电压接近输出电压时的应用当输出电压失去调节时（输入电压接近输出电压时），MP2326会延长导通时间。开关频率相应降低，以实现更大的占空比以保持输出稳定。如果VIN非常接近VOUT，则TON扩展电路会迫使MP2326进入PWM模式频率高于预期。将VIN增加到一定水平会使该器件退出PWM模式（见图6）。 MP2326 当VIN高于曲线时，在自动PFM / PWM模式下工作。如果在曲线下方的输入电压下需要自动PFM / PWM模式，请使用启用启动功能，而不是输入电压启动功能。

浮动驱动程序和自举充电
外部自举电容器为浮动功率MOSFET驱动器供电。该浮动驱动器具有自己的UVLO保护。这个UVLO的上升阈值为2.2V，滞后为150mV。自举电容器电压由VIN通过D1，M1，Cb，L1和C2A（见图7）。如果（VIN-VSW）超过5V，U1调节M1以在Cb两端维持5V BST电压。

具有小ESR输出电容器的斜坡
当输出电容器为陶瓷电容器时，ESR纹波不足以稳定系统，因此需要外部斜坡补偿。

其中，Rramp内部设置为900k。从等式9可以看出，如果PWM模式存在不稳定性，则可以降低Cr。如果无法进一步降低Cr（由于公式7的限制），请在SW和CR之间添加一个外部电阻以减小等效Rramp。通常，将Vramp设置为约20-40mV，以使PWM稳定运行。
下表1显示了针对不同输出电压的建议Cr值。表1中建议的Cr值基于500kHz开关频率，选择的输出电感器和22μF输出电容器。

Cr值可能需要随不同的输入电压，输出电压，输出电感器，输出电容器和频率设置而变化。如果设计规范。与规格不同。在表1中，必须相应地调整Cr值。使用公式9作为设计指南。
在跳过模式下，稳定性主要取决于VEAO的纹波。对于跳跃模式，通常可以接受在PWM操作中选择的合理Vramp。
软启动（SS）
MP2326采用软启动（SS）机制，以确保上电期间的输出斜率平稳。当EN变为高电平时，内部电流源（8μA）为SS电容器充电。 SS电容器的电压转换为REF电压，然后传递至PWM比较器。输出电压随着SS电压平滑上升。
一旦SS电压上升到VREF以上，它将继续上升直到REF电压接管为止。至此，软启动完成，设备进入稳态工作状态。 SS电容值可以如下确定：

如果输出电容值较大，则建议不要将SS时间设置得太短。否则，在SS期间很容易达到当前限制。如果输出电容大于330μF，建议最小值为4.7nF。

偏置前启动
MP2326设计用于单调启动到预偏置负载中。如果在启动期间将输出预偏置到某个电压，则将刷新BST电压并对其充电；否则，将刷新BST电压。软启动电容器上的电压也会被充电。如果BST电压超过其上升阈值电压，并且软启动电容器电压超过FB上检测到的输出电压，则该器件开始工作。

电源良好（PG）
PG是漏极开路输出。 PG需要一个上拉电阻（例如100k）。在准备好SS之前，将PG拉至GND。 FB电压达到VREF的90％之后，PG经过40μs的延迟后被拉高。当FB电压降至VREF的85％以下时，PG被拉低。过电流保护（OCP）和短路保护（SCP）
MP2326具有逐周期过流限制控制。在HS-FET导通状态期间，将监视电感器电流。当感应到的电感器电流达到峰值电流限制时，HS限制比较器（见图1）被触发，该器件立即进入过流保护模式，然后关闭HS-FET并打开场效应管同时，输出电压下降直至VFB低于欠压（UV）阈值（通常比基准电压低50％）。
触发紫外线后，MP2326进入打cup模式以定期重新启动器件。过流保护期间，设备尝试通过打cup模式从过电流故障中恢复。芯片禁用输出功率级，释放软启动电容，然后自动尝试再次软启动。如果软启动结束后过电流条件仍然成立，则器件将重复该操作周期，直到过电流条件消失为止。然后产出回升至监管水平。 OCP是非锁存保护。

启用控制（EN）
EN是一个数字控制引脚，用于打开和关闭调节器。将EN驱动至高电平以打开稳压器；将EN驱动为低电平以关闭稳压器。从EN到GND的内部1MΩ电阻允许EN悬空以关闭芯片。 EN使用6.5V系列内部钳位-齐纳二极管。通过一个上拉电阻将EN输入连接至VIN上的电压。上拉电阻必须足够大，以将EN电流限制为小于100μA。例如，在将12V连接至VIN时，RPULLUP≥（12V – 6.5V）÷100μA=55kΩ。在没有上拉电阻的情况下将EN直接连接到电压源需要将电压幅度限制为小于6V，以防止损坏稳压二极管。

防紫外线
MP2326具有欠压锁定保护（UVLO）。当输入电压高于UVLO上升阈值电压时，MP2326上电。当输入电压低于UVLO下降阈值电压时，它将关断。这是非锁存保护。
热关断（TSD）
MP2326通过内部监控IC的结温来实现热关断。如果结温超过阈值（通常为150ºC），转换器将关闭。这是非锁存保护。大约有20ºC的迟滞。一旦结温降至130ºC以下，它将启动启动。

应用信息
组件选择
设定输出电压
外部电阻分压器用于设置输出电压。首先，为R2选择一个值。 R2应合理选择； R2的值较小会导致相当大的静态电流损耗，而R2的值太大会使FB噪声敏感。推荐给为R2选择5kΩ至100kΩ之间的值。通常，设置通过R2的电流以在系统稳定性和空载损耗之间建立良好的平衡。然后，R1确定如下：

设定频率
请参阅“模式选择”部分。通过在VIN和FREQ / MODE之间连接一个电阻（R6）来设置强制PWM模式的开关频率，剩下R7 NS（见图10）。 R6确定如下：

通过在FREQ / MODE到地之间连接一个电阻（R7）来设置PFM / PWM模式自动切换频率，使R6 NS保持不变（见图11）。 R7确定如下：

公式12和13是典型的开关频率计算公式。实际频率在不同负载下会有所变化
电流和不同的输入电压。

选择电感器
电感器必须由开关输入电压驱动，才能向输出负载提供恒定电流。 较大值的电感器会导致纹波电流较小，从而导致较低的输出纹波电压。但是，较大值的电感器将具有较大的值物理尺寸，较高的串联电阻和/或较低的饱和电流。确定电感值的一个好规则是将电感器中的峰峰值纹波电流设计为最大输出电流的30％至40％。确保峰值电感器电流低于最大开关电流限制。电感值可以
通过以下方式计算：

其中ΔIL是峰峰值电感纹波电流。
电感器不应在最大电感器峰值电流以下饱和。电感峰值电流可通过以下公式计算：

选择输入电容器
降压转换器的输入电流是不连续的，因此需要一个电容器来提供交流电，同时保持直流输入电压。建议使用陶瓷电容器以达到最佳性能，并且应将其放置在尽可能靠近VIN的位置。推荐使用X5R和X7R陶瓷电介质的电容器，因为它们在温度波动时相当稳定。电容器的纹波电流额定值还必须大于转换器的最大输入纹波电流。输入纹波电流可以估计如下：

选择输出电容器
需要输出电容器来维持直流输出电压。建议使用陶瓷或POSCAP电容器。输出电压纹波可以估算为：

如果使用陶瓷电容器，则开关频率下的阻抗由电容决定。输出电压纹波主要由电容引起。为简化起见，可以估算出输出电压纹波：

由ESR引起的输出电压纹波非常小。因此，需要一个外部斜坡来稳定系统。外部斜坡可以通过电容器Cr产生。
当使用POSCAP电容器时，ESR决定了开关频率下的阻抗。为简化起见，输出纹波可近似为：

除了考虑输出纹波以外，选择更大的输出电容器还可以改善负载瞬态响应。但是，在设计应用中应考虑最大输出电容器限制。如果输出电容值太高，则在软启动时间内输出电压不能达到设计值，从而导致其无法调节。最大输出电容器值Co_max大约受以下限制：

其中，ILIM_AVG是软启动期间的平均启动电流。 Tss是软启动时间。
外部自举二极管
在特定条件下，BST电压可能不足。在这些情况下，外部自举二极管可以提高稳压器的效率，并有助于避免轻载PFM工作期间的BST电压不足。在以下任一情况下，BST电压不足的可能性更高：

在这些情况下（如果发生不足的BST电压），在轻载条件下输出纹波电压可能会变得非常大，或者在重载条件下效率可能会变差。在VCC和BST之间增加一个外部BST二极管，如图12所示。

PCB布局指南
高效的PCB布局对于高效运行至关重要。不良的布局设计可能会导致不良的线路或负载调整率以及稳定性问题。
为了获得最佳结果，请参考图13并遵循以下准则：
1）将大电流路径（GND，IN和SW）放置在离器件很近，走线短，直且宽的地方。
2）将输入电容器尽可能靠近IN和GND放置。
3）将FREQ / MODE电路放置在离零件很近的地方。
4）将外部反馈电阻放在FB旁边。
5）保持交换节点SW短且远离反馈网络。
为了获得最佳性能，请使用4层板。图13显示了PCB的顶层和底层（内部1和内部2均为GND）。

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