1. 关键概念和公式

1. 性能指标

静态调速指标：
调速精度=△nnN∗100%\text{调速精度}=\frac{\bigtriangleup n}{n_N}*100\%调速精度=nN△n∗100%
静差率：某一个转速，负载变化引起的转速的变化。静差率预机械特性的硬度有关，特性越硬，静差率越小。
调速范围：电动机从最高转速对最低转速变化倍数；
稳速精度：稳速精度=nmax⁡−nmin⁡nmax⁡+nmin⁡2∗100%\text{稳速精度}=\frac{n_{\max}-n_{\min}}{\frac{n_{\max}+n_{\min}}{2}}*100\%稳速精度=2nmax+nminnmax−nmin∗100%
动态调速指标：
阶跃响应指标：响应时间，调节时间，超调量；
斜坡响应指标：在给定信号斜坡变化期间，转速给定值与实际值之差；
阶跃扰动指标：动态波动量（动态速降），动态恢复时间；动态波动调节时间，速降恢复面积；

2. 磁链变化的概念

定子磁链矢量、气隙磁链矢量、转子磁链矢量。
当磁链幅值不变时，电动势矢量垂直与磁链矢量以同步转速旋转，当磁链幅值变化时，会产生平行与磁链矢量的变压器电动势。
转子磁场定向时，转子全反电势与转子电流同相位。因此转子电流可以分解为与磁链同向和与转子磁链相位差90度的分量。
异步电机解耦的含义： 转子磁链只与定子励磁电流有关，与转矩电流分量无关。转矩电流的变化不影响转子磁场。

3. 改进电压模型

马小亮改进电压模型。
1. 仿真结果
2. 参考文献：《数字矢量控制和直接力矩控制调速系统中的电压模型》
3. 该模型可用于同步电机初始位置定位。

4. 异步电机复矢量模型

磁链计算：
ψ⃗s=Lsi⃗s+Lmi⃗rψ⃗r=Lmi⃗s+Lri⃗r可以得到：i⃗r=ψ⃗r−Lmi⃗sLrψ⃗s=Lsi⃗s+Lmψ⃗r−Lmi⃗sLrψ⃗s=LmLrψ⃗r+Ls(1−Lm2LsLr)i⃗sψ⃗s=LmLrψ⃗r+σLsi⃗s\vec{\psi}_s=L_s\vec{i}_s+L_m\vec{i}_r \\ \vec{\psi}_r=L_m\vec{i}_s+L_r\vec{i}_r \\ \text{可以得到：}\vec{i}_r=\frac{\vec{\psi}_r-L_m\vec{i}_s}{L_r} \\ \vec{\psi}_s=L_s\vec{i}_s+L_m\frac{\vec{\psi}_r-L_m\vec{i}_s}{L_r} \\ \vec{\psi}_s=\frac{L_m}{L_r}\vec{\psi}_r+L_s\left( 1-\frac{L_{m}^{2}}{L_sL_r} \right) \vec{i}_s \\ \vec{\psi}_s=\frac{L_m}{L_r}\vec{\psi}_r+\sigma L_s\vec{i}_sψs=Lsis+Lmirψr=Lmis+Lrir可以得到：ir=Lrψr−Lmisψs=Lsis+LmLrψr−Lmisψs=LrLmψr+Ls(1−LsLrLm2)isψs=LrLmψr+σLsis
电压方程:
u⃗s=Rsi⃗s+dψ⃗sdtu⃗s=Rsi⃗s+σLsdi⃗sdt+LmLrdψ⃗rdt\vec{u}_s=R_s\vec{i}_s+\frac{d\vec{\psi}_s}{dt} \\ \vec{u}_s=R_s\vec{i}_s+\sigma L_s\frac{d\vec{i}_s}{dt}+\frac{L_m}{L_r}\frac{d\vec{\psi}_r}{dt}us=Rsis+dtdψsus=Rsis+σLsdtdis+LrLmdtdψr
可以通过上式进行电压模型的磁链估计。

5. 无速度传感器控制

转速计算采用角频率-转差计算得到；
模型参考自适应
电压模型与转速无关作为参考模型，电流模型与转速有关，作为可调模型，两个模型的计算误差通过调节器调节作用于IM的转速。实现转速的观测。
观测调节器构造转速
采用VM,IM的输出磁链角同时计算一个变量，如定子电流，电动势，等。通过比较这两个分量通过观测调节器输出转速信号。例如安川公司比较定子电流的转矩分量的转速观测器。
4.低速时可以采用IF启动方式，例如MD880的无速度启动。小于2.5hz为IF启动。

6. 该著作还重点介绍了定子磁链轨迹控制和电励磁同步机的控制方法

7. 矢量控制系统的解耦和调节器设计

典型一型系统：
最佳阻尼设计方法：KT=0.5
Go(s)=Ks(Ts+1)Gc(s)=G(s)1+G(s)=K/Ts2+s/T+K/T无阻尼自然震荡角频率：ωn=KT阻尼系数：ζ=12Tωn=14TK=0.707KT=0.5G_o\left( s \right) =\frac{K}{s\left( Ts+1 \right)} \\ G_c\left( s \right) =\frac{G\left( s \right)}{1+G\left( s \right)}=\frac{K/T}{s^2+s/T+K/T} \\ \text{无阻尼自然震荡角频率：}\omega _n=\sqrt{\frac{K}{T}} \\ \text{阻尼系数：}\zeta =\frac{1}{2T\omega _n}=\sqrt{\frac{1}{4TK}}=0.707 \\ KT=0.5Go(s)=s(Ts+1)KGc(s)=1+G(s)G(s)=s2+s/T+K/TK/T无阻尼自然震荡角频率：ωn=TK阻尼系数：ζ=2Tωn1=4TK1=0.707KT=0.5
此时调节时间为：4.7T。截至频率：ωn=0.5T\omega _n=\frac{0.5}{T}ωn=T0.5
典型二型系统
Go(s)=K(τs+1)s2(Ts+1)拐点1：ω1=1τ，拐点2：ω2=1T设中频宽度：h=τT=ω2ω1G_o\left( s \right) =\frac{K\left( \tau s+1 \right)}{s^2\left( Ts+1 \right)} \\ \text{拐点}1\text{：}\omega _1=\frac{1}{\tau}\text{，拐点}2\text{：}\omega _2=\frac{1}{T} \\ \text{设中频宽度：}h=\frac{\tau}{T}=\frac{\omega _2}{\omega _1}Go(s)=s2(Ts+1)K(τs+1)拐点1：ω1=τ1，拐点2：ω2=T1设中频宽度：h=Tτ=ω1ω2
典型设计选择：h=5,τ=5T\text{典型设计选择：}h=5,\tau =5T典型设计选择：h=5,τ=5T
K=h+12h2T2=0.12TK=\frac{h+1}{2h^2T^2}=\frac{0.12}{T}K=2h2T2h+1=T0.12
此时，带宽在w1和w2的几何平均处过零分贝。
异步电机的电压方程
u⃗s=Rsi⃗s+σLsdi⃗sdt+LmLrdψ⃗rdti⃗s=(isd+jisq)ejφsψ⃗r=ψrejφsdi⃗sdt=(disddt+jdisqdt)ejφs+(isd+jisq)jωsejφsdψ⃗rdt≈jωsψrejφs\vec{u}_s=R_s\vec{i}_s+\sigma L_s\frac{d\vec{i}_s}{dt}+\frac{L_m}{L_r}\frac{d\vec{\psi}_r}{dt} \\ \vec{i}_s=\left( i_{sd}+ji_{sq} \right) e^{j\varphi _s} \\ \vec{\psi}_r=\psi _re^{j\varphi _s} \\ \frac{d\vec{i}_s}{dt}=\left( \frac{di_{sd}}{dt}+j\frac{di_{sq}}{dt} \right) e^{j\varphi _s}+\left( i_{sd}+ji_{sq} \right) j\omega _se^{j\varphi _s} \\ \frac{d\vec{\psi}_r}{dt}\approx j\omega _s\psi _re^{j\varphi _s}us=Rsis+σLsdtdis+LrLmdtdψris=(isd+jisq)ejφsψr=ψrejφsdtdis=(dtdisd+jdtdisq)ejφs+(isd+jisq)jωsejφsdtdψr≈jωsψrejφs
(usd+jusq)ejφs=Rs(isd+jisq)ejφs+σLs{(disddt+jdisqdt)ejφs+(isd+jisq)jωsejφs}+LmLrjωsψrejφsusd+jusq=Rs(isd+jisq)+σLs{(disddt+jdisqdt)+(jωsisd−ωsisq)}+LmLrjωsψr\left( u_{sd}+ju_{sq} \right) e^{j\varphi _s}=R_s\left( i_{sd}+ji_{sq} \right) e^{j\varphi _s}+\sigma L_s\left\{ \left( \frac{di_{sd}}{dt}+j\frac{di_{sq}}{dt} \right) e^{j\varphi _s}+\left( i_{sd}+ji_{sq} \right) j\omega _se^{j\varphi _s} \right\} +\frac{L_m}{L_r}j\omega _s\psi _re^{j\varphi _s} \\ u_{sd}+ju_{sq}=R_s\left( i_{sd}+ji_{sq} \right) +\sigma L_s\left\{ \left( \frac{di_{sd}}{dt}+j\frac{di_{sq}}{dt} \right) +\left( j\omega _si_{sd}-\omega _si_{sq} \right) \right\} +\frac{L_m}{L_r}j\omega _s\psi _r(usd+jusq)ejφs=Rs(isd+jisq)ejφs+σLs{(dtdisd+jdtdisq)ejφs+(isd+jisq)jωsejφs}+LrLmjωsψrejφsusd+jusq=Rs(isd+jisq)+σLs{(dtdisd+jdtdisq)+(jωsisd−ωsisq)}+LrLmjωsψr
化简为方程组形式：
{usd=Rsisd+σLsdisddt−σLsωsisqusq=Rsisq+σLsdisqdt+σLsωsisq+LmLrωsψr\left\{ \begin{array}{c} u_{sd}=R_si_{sd}+\sigma L_s\frac{di_{sd}}{dt}-\sigma L_s\omega _si_{sq}\\ u_{sq}=R_si_{sq}+\sigma L_s\frac{di_{sq}}{dt}+\sigma L_s\omega _si_{sq}+\frac{L_m}{L_r}\omega _s\psi _r\\ \end{array} \right. {usd=Rsisd+σLsdtdisd−σLsωsisqusq=Rsisq+σLsdtdisq+σLsωsisq+LrLmωsψr
根据上式可以得到解耦项的计算公式。预控环节采用电流给定计算，减小干扰。

2. 难点汇总

1. 异步电机的缺点：

功率因数低；气隙较小，目的在于提高功率因数；额定转矩过载倍数小于2.5；在恒功率弱磁区，最大转矩按转速平方下降；因此恒功率调速范围小；转子时间常数较大，在需要快速弱磁的场合，控制有一定的难度；

2. Σ−△变换法\varSigma -\bigtriangleup \text{变换法}Σ−△变换法

3. 间接磁场定向

对于转差计算方式，采用给定计算，计算得到的磁链角在电压电流混合模型中，高速段，由于定向角采用电压模型计算的磁链角，此时电流模型计算的磁链角会出现逸走问题，因此在有PG调速系统中，电流法计算磁链角需要采用反馈电流计算。在无速度传感器领域，由于电流法和电压法计算得到的磁链角被闭环收敛，因此可以采用给定计算磁链角。P174.
采用VM-IM切换模型计算磁链角时，电流模型由于需要单独工作，因此电流模型此时适宜采用基于反馈电流计算。

3. 知识联想

1. Boost模式下直流母线波动抑制

可以采用前馈补偿方式，得到母线电压变化引起的电流变化的传递函数；

2.交流互感器不能工作在太低的频率

原因市因为低频是互感器贴心易饱和，不能正常工作。

3. IF控制属于标量控制

只控制一个磁通势的幅值和旋转速度。不控制磁通势的相位。由于幅值和速度都是标量，因此属于标量控制。

4. 正弦稳态分析

补充？

5. 类似变频器领域的故障穿越

两种桩跌的设计思路：Ucin降额实现、低压穿越的设计思路；

4. 三相电压型PWM逆变器

不注入三次谐波的相电压幅值：U0=Udc2U_0=\frac{U_{dc}}{2}U0=2Udc
不注入三次谐波的线电压有效值：Ull=Udc22U_{ll}=\frac{U_{dc}}{2\sqrt{2}}Ull=22Udc
注入三次谐波的线电压有效值：Ull=Udc2U_{ll}=\frac{U_{dc}}{\sqrt{2}}Ull=2Udc

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