单板电源设计（LDO、DC/DC）

电源设计架构

在电路设计中，一块单板往往涉及多种电源，常见的如5V/3.3V/2.5V/1.8V/1.5V/1.2V/1V0.9V/0.75V等，如此多种类的电源不可能都直接通过背板从电源板获得。一般，单板仅有一种或者两种输入电源，如48V或12V，再由它们产生单板上器件所需要的电源。
单板如何由输入电源生成所需电源，常见有两种架构：集中式电源架构和分布式电源架构。

集中式电源架构
集中式电源架构是指系统由一个独立电源供电，并由这个独立电源直接变换得到单板所需的各种电源，如下图：

集中式电源架构的缺陷在于，对于单板上的各种电源，都需要采用隔离式DC/DC电源模块，而隔离式电源模块的成本远高于非隔离式电源模块。

分布式电源架构
分布式电源架构采用两级电源转换，第一级提供单板输入电源到单板中间电源的转换，这一级采用隔离式电源模块，第二级则实现由中间电源到板内各个电源的转换，这一级采用非隔离式电源，如下图：

中间电源电压值可选择12V/9V等。第一级电源的目的是获得中间电源，同时为单板提供电源隔离保护，因此允许输出较大的纹波和噪声，而第二级电源重点是限制输出纹波和噪声，同时提高转换效率。

常见的电源电路类型

整流
整流是指将交流电转换为直流电的过程，比如常见的AC/DC电源器件。
斩波
斩波是指将某一电平的直流电转变为另一电平的直流电的过程，比如DC/DC电源电路。
变频
变频是指某一频率下的交流电转换为另一频率交流电的过程，变频设计一般应用于工业用电中，其作用是节能，调速。
逆变
逆变是指将直流电转换为交流电的过程，一般用于可移动便携供电。

LDO电源介绍及其应用要点

1. LDO 结构

如下图所示。

LDO（Low Dropout Regulator,低压差线性稳压器）的核心部件是由一个工作在线性区的调整管（晶体管或MOSFET）以及一个放大器构成。
由R1和R2构成的分压网络对输出电压Vout采样，采样值送往放大器，与内部参考电压Vref比较，差值经放大器放大后，驱动VT管，实现对Vout的调整。
LDO的工作原理，本质上是基于反馈原理：
当Vout减小时，Vref与采样值的差值增大，放大器输出电压增大（相当于差分放大电路，放大器输出电压=（参考电压-采样电压）*放大倍数Av），使得调整管两端压降减小，Vout增大，反之亦然，最终都使Vout回到设定值。
通过调整R1和R2的阻值，可实现对输出电压Vout电压值的调整。

2. LDO特性参数

输入电压
基于制造工艺的限制，所有器件的输入电压都有一个范围。在设计时应根据输入电压的要求进行选型。
输出电压
常用的LDO有固定输出电压和可调输出电压两种类型
固定输出电压的LDO，优势是无需外部分压电阻，输出电压精确。缺点是可选的输出电压种类少。
可调输出电压的LDO，优势是输出电压任意可调，应用范围广。缺点是精度受外部电路的影响。
对于可调输出的LDO，分析精度时需要考虑两个因素：
其一是器件资料上提到的Vref的精度。
其二是外加分压电阻的精度。
在设计时，从获得高精度输出电压的角度看，应尽量选择输出电压固定的LDO。
最大输出电流
最大输出电流是决定LDO器件成本的重要因素。
与DC/DC不同，LDO输出电流往往较小。
输入/输出电压差
压差（Dropout）是LDO选型时的一项重要参数，指在某一负载条件下维持VOUT输出在SPEC.(如-1~+1%）以内的最小输入电压VIN与VOUT的差值。
器件资料上，Dropout参数往往是以确定的负载电流为条件而定义的，且负载电流越大，压差越大，这个很好理解，因为负载电流越大，调整管两端的压降越大。
不同器件的Dropout参数差别很大，一般而言，调整管由MOSFET构成时能获得较小的输入/输出压差。
功耗
LDO最主要的缺点在于功耗偏大。
对于LDO，输入输出端之间的压差是不可避免的，且这种压差在调整管上产生的功耗将被全部转换为热能。其功耗计算公式是：
P=（Vin-Vout）* I
I为负载电流
设计时要特别注意提高LDO模块在PCB上的散热能力。
线性调整率
线性调整率（Liner Regulation）是指，在某负载电流的条件下，当输入电压变化时，对输出电压的变化量。LDO器件资料上的线性调整率参数往往是以确定的负载电流以及确定的输入电压变化量为条件的。
例如 6mV(在Vin=2.21~20V，Iload=1mA的条件下)
线性调整率越小，输入电压的变化对输出电压的影响越小，则LDO的性能越优异。
负载调整率
负载调整率（Load Regulation）是指，在某输入电压的条件下，当负载电流变化时，对输出电压的变化量。负载电流增大，输出电压将减小，负载电流减小，输出电压将增大。
LDO器件资料上的负载调整率参数往往是以确定的输入电压以及确定的负载电流变化量为条件的。
例如 18mV(在Vin=2.5V，Iload=1mA~1.5A的条件下)
负载调整率越小，负载的变化对输出端的影响越小，则LDO性能越优异。
接地电流
接地电流（GND Pin Current）即静态电流，是指输出电流以外，在LDO器件内部所消耗的电流。
器件资料上的接地电流参数往往是以某确定的负载电流为条件的，负载电流越大，接地电流越大。
LDO接地电流对器件功耗的计算有一定影响。
温度
对于集成电路器件，器件资料上都会提供器件正常工作是的结温范围（Junction Temperature）。
结温是器件内部PN结的温度，如何验证环境温度是否满足器件应用要求？
计算思路如下：
结点到环境的热阻为Rth(JA),该参数有器件资料提供，再结合器件工作时的总功耗（Pt）以及环境温度Ta,可计算器件工作时的结温Tj为：
Tj=Ta+Pt*Rth(JA)
当计算得到的Tj在资料提供的结温范围内，并留有一定设计余量，则可满足应用要求。

3. LDO应用要点

1）Vref滤波
由LDO的工作原理可知，Vref(基准电压)的稳定性与LDO输出电源的纹波及噪声密切相关。
为了减少器件面积，某些LDO在片内不提供对Vref引脚的滤波。在这种情况下，设计者需要在Vref引脚附近添加10uF电容，以保证Vref的低噪声和低纹波。

2）SENSE引脚的处理
SENSE引脚是LDO/DC-DC电源芯片上常见的引脚。
在PCB上，当电源输出端（如LDO Vout引脚）与负载端相距较远时，输出电源Vout需通过较远的PCB走线才能加载到负载上，由于负载电流流经导线时会产生压降，造成负载端得到的电源电压低于设计期望值。
为了减少电源线上的压降对负载的影响，可以采用调高输出端电压的方法，但是这种方法的缺陷在于容易受外界因素影响，比如PCB批次不同时，线路压降会略有差别。
而电源芯片的SENSE引脚能很好解决这个问题，如下图：

SENSE对负载的电源输入端电压进行测量，通过0Ω电阻将负载端的电压信号引回电源芯片SENSE引脚，由于SENSE信号线不承载大电流，因此压降极小可忽略。从而使电源芯片的SENSE引脚对地的电压近似等同于负载电压，电源芯片获取该信息后，可自动调节Vout，直到SENSE引脚对地电压接近电源电压设定值。
在设计时注意避免SENSE信号线受其他信号干扰。
由于LDO输出电流一般不大（<5A ）,应尽量避免使用SENSE功能。
当不使用SENSE功能时，SENSE引脚应在电源输出端直接与Vout相接。

3）压降
压降（Dropout）参数值与两个因素有关：负载电流和工作温度，负载电流越大，工作温度越高，压降参数值越大。
器件资料中列出的压降Dropout参数值，往往只是常温下（25度）器件满负载运行时的典型值，而不是最大值。实际运行时的压降Dropout值要比常温下的值偏大，因为器件工作时结温将会升高。
所以在设计中，压降Dropout值还应留出更多的裕量。

4）电流降额
LDO功耗始终等于输入输出电压差与电流的乘积，电流越大，功耗必然随之增大。
在LDO芯片选型时，需注意，不仅应满足负载电流小于LDO的最大支持电流的要求，还应考虑，LDO附近器件的散热量，风道与风向，LDO本身如何散热，LDO器件热阻等。

5）输入电源与输出电压之间的延时
在满足压降Dropout的要求后，LDO的输出端将与输入端同时上电，完全可能出现输出电压先于输入电压建立的情况，因此，LDO本身并不能保证商店顺序。
而对于DC/DC芯片而言，由于芯片启动需要一定的延时（毫秒级），因此能保证输出相对输入的上电顺序。

6）纹波抑制（Ripple Reject）功能
LDO 本身就是抑制纹波的好武器，LDO器件资料一般提供有纹波抑制曲线图。如下图：

由上图曲线可知，LDO对低频噪声（一般表现为几百KHZ以内的纹波）抑制作用较强，对于高频噪声的抑制作用较弱。

7）输出端电容
为保证电源输出端对变化负载的快速响应，同时为获得能满足LDO器件要求的输出阻抗值，有以下两种方法：
a. 利用ESR相对较大的钽电容与ESR较小的陶瓷电容并联为LDO输出端提供滤波。不建议用铝电解电容替代钽电容，原因在于铝电解电容的ESR过大，往往超过LDO对ESR的最大值要求。
b. 仅用ESR较小的陶瓷电容为LDO输出端提供滤波，而阻抗要求可由PCB上铜箔的阻抗满足。
PCB铜箔的阻抗参考值如下：

8）分压电阻阻值的选择
分压电阻阻值越小，则电阻功耗越大，而分压电阻阻值太大，又不能满足LDO的偏置电流要求，因此需根据器件资料的要求选择正确的分压电阻阻值。

DC/DC电源介绍及其应用要点

1.DC/DC电源与LDO电源的比较

DC/DC电源指直流变换为直流的电源，从定义看，LDO也应归属于DC/DC电源，但一般只将由开关方式实现直流变换到直流的电源称为DC/DC电源。
上文提到LDO的优点是低噪声低纹波，应用简单，成本低，输入输出几乎无延时；而缺点是功耗大，效率低，只能用做降压变换，只支持小电流的输出，无法实现输入/输出隔离。
DC/DC则基本克服了LDO所有缺点。
DC/DC的优点是功耗低，效率高，支持升压，降压，反相等变换，且支持大电流输出，并能支持输入输出的隔离。
缺点是纹波较大，电路设计复杂，成本相对较高，输入输出存在较大延时。

2.DC/DC电源调制方式

DC/DC电源属于斩波类型，即按照一定的调制方式，不断地导通和关断高速开关（由MOSFET构成），通过控制开关通断地占空比例，可以实现直流电源电平地变换。
DC/DC电源地调制方式有三种：PWM方式/PFW方式/PWM与PFM地混合方式。其中，PWM是最为常见地调制方式。

PWM调制

PWM是最普通的电压控制方法。在恒定周期下，将开关设为ON，从输入截取符合输出所需功率的部分。因此，ON和OFF的比率、占空比会随必要的输出功率而变化。
由于频率恒定，故有可预测即将产生的开关噪声、滤波器处理容易等优点。
其缺点是，由于频率恒定，重负载时和轻负载时的开关次数都相同，自我消耗电流不变，故轻负载时开关损耗是主要损耗而效率降低。

频率恒定根据占空比调整输出电压

频率恒定，易于过滤噪声
频率恒定，轻负载时开关损耗效率显著恶化

PFM调制

PFM则通过调节开关频率以实现稳定的电源电压的输出。
PFM工作时，在输出电源电压超过设置电压后，其输出将被关断，直至输出电源电压跌落到低于设置电压后才重新开始工作。基于这种工作方式，PFM的功耗相对较低，在轻负载时，其效率较高，且无需外部提供假负载，但在PFM调制方式下，输出端对负载变化的响应相对较慢，且输出电压噪声和纹波相对较大，同时由于无法提供限流功能使其不适合于连续供电方式。

PFM有固定ON时间型和固定OFF时间型。以固定ON时间型为例（下图参考），ON时间恒定OFF时间变化。
换句话说，接下来一直到ON之前的时间会改变。当负载变大时，将会随着负载增加时间内的ON次数。
也就是说，重负载时频率会变高，轻负载时频率会变低。
其优点是，轻负载时无需增加功率，开关频率变低，开关次数减少，开关损耗减少，故轻负载时也可维持高效率。
其缺点是，频率会变化，开关相关噪声不稳定且难以滤波。噪声难消除。
此外，频率一进入可听带20kHz时有可能会发生声响等对音响设备的S/N造成影响。从这个意义来说，PWM比较容易操作。

ON（或OFF）时间设为恒定，调整OFF（或ON）时间

轻负载时会降频率工作，故开关损耗会减少而维持效率
频率不稳定，故噪声滤波困难而有进入听觉范围的可能性

利用哪一方，必须在理解各特性后权衡，不过有些IC为了能够利用双方的优点，于稳定工作时采PWM工作，于轻负载时开关成PFM来维持效率。

PWM和PFM的效率特性示意图

PWM轻负载时恒定周期开关，故效率低下。
PFM轻负载时会降频率工作，故开关损耗减少而维持效率。
有些IC于稳定工作时采PWM工作，于轻负载时开关成PFM来维持效率

3.DC/DC电源分类

根据输出电压与输入电压之间的关系，DC/DC电源分为降压/升压/反相三种类别。
以降压为目的的DC/DC电源电路称为BUCK电路
以升压为目的的DC/DC电源电路称为BOOST电路
以反相为目的的DC/DC电源电路称为BUCK-BOOST电路

1）BUCK电路
BUCK电路由开关K1（通常用MOS管），续流二极管D1，以及输出端起储能和滤波作用的器件L1,C1构成（RL表示负载）。
DC/DC电源芯片输出PWM调制波形，控制开关K1通断，在一个开关周期Tcycle内，Q导通时间为Ton,关断时间为Toff。

当开关K1闭合时，输入电源VI通过电感L1对电容C1进行充电，电能储存在电感L1的同时也为外接负载RL提供能源。

当开关K1断开时，由于流过电感L1的电流不能突变，电感L1通过二极管D1形成导通回路（二极管D1也因此称为续流二极管），从而对输出负载RL提供能源，此时此刻，电容C1也对负载RL放电提供能源。
相关波形如下图所示：

通过控制开关K1的导通时间（占空比）即可控制输出电压的大小（平均值），当控制信号的占空比越大时，输出电压的瞬间峰值越大，则输出平均值越大，反之，输出电压平均值越小，理想状态下（忽略损耗），则输出电压与输入电压的关系如下式：

其中，Ton表示一个周期内开关闭合的时间，Toff表示一个周期内开关断开的时间，Ton/（Ton+Toff）也叫做矩形波的占空比，即一个周期内高电平脉冲宽度与整个周期的比值，亦即输出电压为输入电压与控制信号占空比的乘积，如下图所示：

BUCK变换拓扑通过配合相应的控制电路，实时监测输出电压的变化，适时地动态调整占空比开关管的导通与截止时间的比值，即可达到稳定输出电压的目的，如下图所示：

从公式中也可以看出，BUCK拓扑结构只能用来对输入电压VI进行降压处理（升压方案可参考Boost拓扑），因为控制信号的占空比是不可能超过1的，这一点与线性电源是类似的，而且设计比较好的开关电源电路，其效率可达到90%以上，这看起来似乎是个不错的降压稳压方案，但任何方案都不会是完美的，随之而来的问题也接踵而至，比如纹波、噪声、EMI等问题，下面我们简单介绍一下：

纹波即上图所示的输出电压波动成分的峰峰值，自然是越小越好。要降低纹波有很多途径，增大电感量或电容量就是常用的途径之一，电感量或电容量增加后，充放电速度（时间常数增大）都会下降，相应的纹波峰峰值也会下降，如下图所示：

我们也可以通过提高开关的频率来降低纹波，这样，在同样的电感量与电容量条件下，每次充放电的时间缩短了，这样纹波的峰峰值就下降了，如下图所示：

换句话说，在相同的纹波值条件下，如果选择开关频率较高的芯片，电感与电容值相对会小一些（即成本低一些）。
还有一个效率问题，与线性电源不同的是，BUCK变换器的输入电流与输出电流是不一样的，因此，不能简单地用输出电压与输入电压的比值来表征，我们只有用最原始的方法了，就是计算输出功率与输入功率的比值，如下式：

BUCK电路中，MOS管导通时的电阻Ron,电感本身的线圈绕组铜损及磁芯损耗，电容的串扰等效电阻ESR都会引起损耗。

续流二极管也是损耗的一种来源，由于续流二极管存在一定的压降，只要续流二极管中有电流就存在损耗，即P=ID×VD，很明显，降低二极管损耗的有效办法是选择低压降的二极管，如肖特基二极管，但是低压降的肖特基二极管漏电流与结电容也大，会产生更大的损耗，因此需要综合各种因素考虑，我们也可以采用同步整流的方案，即使用MOS管来代替续流二极管，如下图所示：

同步整流电路方案中，Q1导通时Q2截止，则Q1截止时Q2导通，即可代替肖特基二极管的续流功能。假设原方案中的肖特基二极管压降为0.4V，流过其中的电流为3A，则损耗的功率为1.2W，如果选择导通电阻较小的MOS管（如0.01欧姆），则同样的电流条件下损耗为0.09W，大大提高了电路的效率。

另外，为避免开关电源带来的EMI问题，应该对开关电源电路的PCB布局布线格外关注，如下图所示：

在进行PCB 布局布线时，应尽量使开关管与相关的续流二极管、储能电感及输出电容的电流回路是最小的。

2）BOOST电路
与BUCK电路相同，BOOST电路也由开关管Q，续流二极管D，以及L，C元件构成。

当Q导通时，电流方向为顺时针，续流二极管D反偏截止，电流流向如上图箭头方向‘1’，输入电压Vin加在L两端，为L充电，充电时间为开关管导通时间Ton。
当Q关断时，由于电感L电流不能突变（自感效应），电流方向仍然保持顺时针方向（上图箭头‘2’），续流二极管正向导通，储存于L内的能量经过续流二极管D向负载供电。

在Q导通的过程中，电感L的电流变化量为：
Δ\DeltaΔ IL1=Vin/L Ton
（由自感应电压公式： U= L（dI/dt）（dI/dt 为电流变化率）,可知dI=U*dt/L）

在Q关断的过程中，电感L的电流变化量为：
Δ\DeltaΔ IL2=（Vout-Vin)/L *Toff

在DC/DC电源电路启动完成后，电源电路正常工作时，应有Δ\DeltaΔ IL1=Δ\DeltaΔ IL2（即电感电流不能突变）, 结合以上两个式子。可得到：
Vout=1/(1-Ton/Tcycle)*Vin
因为Ton/Tcycle<1，因此Vout>Vin,即BOOST电路能获得输出电压永远大于输入电压。

4.DC/DC电源电路的设计要点

1）同步整流技术
由于二极管导通时至少存在0.3V的压降，因此续流二极管D所消耗的功率构成DC/DC电源电路的主要功耗，严重限制电源效率的提高。
DC/DC电源的同步整流技术是指，以导通电阻Rdson极小的功率MOSFET取代传统DC/DC电源电路的续流二极管。如下图：

以Q2取代D后，普通的BUCK电路转换为同步整流BUCK电路。

开关管的功耗包括导通损耗和栅极驱动损耗：
导通损耗
导通损耗来自于MOSFET的导通电阻Rdson,选择导通阻抗小的MOSFET有利于降低导通损耗。

栅极驱动损耗
栅极驱动损耗来自于MOSFET导通的过程中，栅极电流对栅极电容充电造成的损耗，选择Qg参数小的，或者完全导通时所需Vgs电压小的MOSFET有利于降低栅极驱动损耗。
同步整流管的功耗一般只需要考虑导通损耗。栅极驱动电流的计算在很大程度上取决于栅极电压，由于同步整流管的栅极电压远小于开关管，因此其栅极驱动损耗可忽略。
在MOSFET选型中，从功耗角度考虑，应选择Rdson和Qg参数小的器件。

在同步整流电路工作时，Q1和Q2不能被同时导通，为了保证这一点，DC/DC电源芯片在对这两个MOSFET的通断控制中，在它们的导通时段之间留有一段空当（deadtime/即Q1和Q2同时处于关断状态）。同时为保证DC/DC电源对负载的连续供电，空当时间段内仍应提供电流 I2的通路，虽然MOSFET内部寄生有体二极管，可在空当时间段内提供该电流通路，但该体内二极管对电流的响应速度很慢，不利于输出电源纹波的抑制（电流响应慢导致回路不通畅，相当于某时刻只有储能电容供电而电感没能形成回路提供所储存的电源，电容电压波动变大），为此，在一些有高精度要求的DC/DC电源设计中，往往在Q2处并联一个有快速响应能力的肖特基二极管。

2）电感值与开关频率对DC/DC电源的影响
电感
电感L取值越大则滤波效果越好，对纹波的衰减作用越强，但缺点时占用PCB面积较大，同时不能灵敏地实现输出电压地反馈，动态效果差。
开关频率
开关频率是DC/DC电源芯片地一项关键参数。开关频率越高，则电感L和电容C地值可以越小，有利于电路尺寸地减小以及电路成本的降低，但由于每开关一次，在MOSFET上都会产生一次栅极驱动损耗，因此开关频率越高，电源电路的功率损耗也越大，同时开关频率的升高也不利于EMI的抑制。
常用的DC/DC电源芯片的开关频率一般可调（50KHZ~1MHZ）
设计时需要综合考虑电路尺寸/功耗/EMI等几个方面因素，选择适合的开关频率。

3）功耗
针对大电流应用的DC/DC电源电路，在从功耗角度对MOSFET选型时，需注意综合考虑以下参数：
最大漏极电流Id，导通电阻Rdson,最大允许结温Tj,结点到器件外壳的热阻Rth(JC),Rdson-Tj曲线，高结温条件下的Rdson值，最大允许功耗Pd。

4）纹波和噪声
一般要求将纹波限制在电源电压的1%之内；而噪声限制在电源的3%~5%之内。
纹波：纹波指电源波动中的低频成分，一般处于5MH之内的频段，产生自MOSFET的开关动作。
噪声：噪声指电源波动中的高频成分，一般高于5MHz,成分较为复杂，包含MOSFET开关噪声，随机白噪声，以及周围信号的干扰等。

使用示波器对纹波的测量方法：
限制示波器带宽为20MHz，将时基设定为每个1us，修改垂直偏置以将电压波形显示在示波器屏幕的中央，波形的现实采用余辉模式，触发方式设置为边沿触发。
使用示波器对噪声的测量方法：
不限制示波器带宽（全带宽），其他跟纹波测量方法相同。

常用的抑制纹波，噪声有两种方法：
吸收式滤波器：由磁珠与电容组合电路构成。
反射式滤波器：由π\piπ,T或L型LC滤波电路构成。其原理是使电源电路形成阻抗失配，使直流的电源信号无衰减地通过，而频率较高地纹波，噪声等干扰被反射回源端。
对于纹波和噪声，电感L体现为高阻抗，而电容C体现为低阻抗，根据源端阻抗和负载阻抗地不同，有以下四种可选：

DC/DC电源电路常用地是上图（a）和（c）。
LC电路地滤波原理是反射，干扰仍存在于电路中，需要注意避免这些干扰对其他电路产生地影响。
措施一
增加滤波电容。如下图电路所示，为了减小输入端电源地干扰对电源电路地影响，需在电源输入端（A处）放置输入滤波电路，其效果是将3.3V上地干扰反射回3.3V平面，为了避免这部分干扰对其他3.3V器件地影响，在B处可放置若干滤波电容。

措施二
将磁珠串联在LC滤波电路上，利用磁珠吸收电源干扰。

5）上电时注意要点
电源上电地速度对芯片有很大影响。上电速度过快，基于公式 I=C*dV/dt 可知
将产生很大地上电电流，芯片受到大电流冲击容易损坏；
总之，在电源上电过程中，需要注意：上电顺序，上电延时，上电速度。

6）测试注意事项
测试时，除了测量输出电源地纹波，噪声外，还需测量MOSFET地栅极波形，栅极波形爬升太缓或者过冲过大都属于异常波形，应通过调整Rg的阻值或者缩短栅极驱动路径解决。
同时在测试中，建议在满负荷条件下测量Q1和D1的壳温，确保器件的结温符合要求。

大部分整理自《高速电路设计实践》