有源滤波器设计工具枪战---凯利讯半导体

　　您真正使用多馈(MFB)低通有源滤波器的供应商工具是什么?让我们继续使用第1部分中的示例设计来追求最佳结果。

　　在这个在线设计工具精度的追求，提供RC值从现有的供应商的工具四层为一个相对简单的2 次作为MFB拓扑实现阶低通滤波器。在这篇后续文章中，这些值将在模拟中应用，将得到的滤波器形状与提取每个解决方案的拟合误差的理想目标进行比较。标称误差来自RC的标准值约束和有限的放大器增益带宽积(GBW或GBP)。使用相同运算放大器模型的每个RC解决方案的输出点和集成噪声结果由于电阻比例和噪声增益峰值差异而略有差异。

　　MFB滤波器内的噪声增益形状来自期望的滤波器形状和噪声增益零。由于特定的RC解决方案所提供的噪声增益为零，解决方案的峰值噪声增益差别很大。这些差异将在这些示例设计中进行说明，这些设计也显示了由不同工具提供的RC解决方案的最小带内环路增益(LG)的差异。

　　名义增益响应符合理想响应的误差

　　有许多方法来评估适合的错误。所有这些工具在大部分频率范围内提供了非常接近的响应形状，其中大部分偏差将在响应的峰化部分周围发生。作为一个简单的拟合度量，每个实现电路提取的f 0和Q将与它们的理想目标进行比较，提取每个实现电路的%误差。这两个误差将被求和以得到组合的误差度量。由于在第一部分的实例中使用了-10V / V的增益，并且输入电阻被强制为一个标准值，所有的解决方案都非常接近所需的直流增益，使用输入和反馈电阻值十年(非常轻微的循环增益错误)。

　　ADI工具(1)允许使用选定的运算放大器(LTC6240(2))进行模拟数据下载。为了继续进行不同解决方案的噪声和环路增益比较，RC解决方案将移植到TINA(3)，并使用LMP7711(4)作为通用运算放大器，用于噪声模拟。由于ADI工具也针对一种稍微不同的滤波器形状(在其他工具中为1.04dB峰值vs1.0dB)，因此首先将其响应拟合结果隔离出来用于比较目的。

　　LTC6240(2)在这里。为了继续不同解决方案的噪声和环路增益比较，RC解决方案将移植到TINA(3)，并使用LMP7711(4)作为每个噪声模拟的普通运算放大器。由于ADI工具也针对一种稍微不同的滤波器形状(在其他工具中为1.04dB峰值vs1.0dB)，因此首先将其响应拟合结果隔离出来用于比较目的。

　　ADI目标响应形态：

　　甲v = -10V / V(20分贝)

　　f 峰值 = 54.34kHz

　　f -3dB = 100kHz

　　Q = 0.9636(峰值为1.04dB)

　　f o = 80kHz

　　使用图1的电路(以及那里显示的RC编号)，将在使用LTC6240的ADI工具和使用LMP7711模型的TINA(图1是使用LMP7711的TINA设置)中模拟两种ADI解决方案。有效匹配比较的关键是运算放大器真正的单极开环增益带宽乘积。使用TINA模型测试LMP7711 Aol响应，显示26MHz GBW与17MHz GBW。在仿真之前，该模型被修改为17MHz(在宏中将C2从20pF增加到33.3pF)，以获得与ADI工具外的LTC6240仿真数据相当的结果。LTC6240没有出现在TINA库中，用于简化AOL测试，但我们将假设它与其数据手册GBW = 18MHz相匹配。

　　LTC6240 并在TINA中使用 LMP7711 模型(图1是使用TINA的TINA设置 LMP7711)。有效匹配比较的关键是运算放大器真正的单极开环增益带宽乘积。测试LMP7711TINA模型的AOL响应显示26MHz的GBW与17MHz的GBW。在模拟之前，模型被修改为17MHz(在宏中将C2从20pF增加到33.3pF)，以获得与LTC6240仿真数据输出ADI工具。该LTC6240 没有出现在TINA库中，以便轻松进行AOL测试，但是我们将假设它匹配其数据表GBW = 18MHz。

　　图1有源滤波器仿真，显示了TINA与LMP7711的ADI非GBW调整RC值

　　LMP7711

　　与目标不匹配的第一级是标准电阻值选择。选择5个RC值，只有3个设计目标，通常先选择E24(5%步长)C值，然后将3个设计目标的精确R解作为E96(1%步长)作为最终结果。这些值可以放入理想的(无限的GBW)方程8-10(在第1部分中)，首先评估在这一步应该预期多少误差。首先选择标准的C值，3 R的确切解决方案将具有高于和低于确切结果的标准值。这是可能的(但不太可能实现在这些当前的工具)来测试8个标准值排列上下精确的解决方案贴合度，然后从准确到最低误差标准值“捕捉”。更经常地，3个精确的解决方案电阻分别对齐到最接近的标准值。在拟合误差中会有一些随机性，取决于精确解决方案最初接近标准E96电阻值的程度。

　　接下来，可以将这些值应用于有限的GBW运算放大器模型，并且在RC公差均匀应用之前模拟提取最终的标称拟合误差。表1总结了使用LTC6240模型从ADI工具下载的数据以及使用改进的GBW LMP7711模型的TINA的结果。请注意，使用这些标称标准RC值，有限的GBW运算放大器模拟均不会在1%的范围内达到所需的100kHz f -3dB频率。

　　LTC6240 模型，以及来自TINA的使用修改后的GBW的模型 LMP7711模型。请注意，有限的GBW运算放大器模拟均未达到所需的100kHz f

　　表1 ADI目标和解决方案的总结拟合误差结果

　　理想的运算放大器值是假定无限大的GBW，其中误差仅由所选的标准电阻值引起。GBW调整后的RC值不能应用于理想方程式8-10(第1部分)，因为它们看起来是有目标的。使用实际的运算放大器模型显示标称结果，而不调整GBW的RC值，并具有3.4%至4.2%的RMS误差。这是因为这种设计选择了一个积极的低GBW设备。然而，ADI GBW调整f中的RC值大大提高这对只有1.2%〜1.8%的标称RMS误差ö和Q.这些都略微生长，作为应该预计，从刚刚E96标准的R值产生的0.41%的误差卡。图2显示了这些模拟结果，与理想情况相比，放大了峰值。

　　这些标称的响应形状与目标接近，但不准确。然后，RC部件公差的影响将从这些已经名义上移位的结果中分散出预期的响应形状。灰色LMP7711与GBW调整RC值看起来最坏的配合中的情节，并且是最糟糕的拟合Q，但它是最适合到f最低的RMS拟合误差Ø和产生的F -3dB。很显然，如果名义上的响应已经相对于目标发生了很大的变化，那么在包含RC公差的情况下，提高这个拟合度对于提供更多以目标为中心的分布是很有帮助的(注意，ADI工具也提供了响应扩展信封数据下载 - 超出了本讨论的范围)。

　　LMP7711 与GBW调整后的RC值看起来像是图中最差的拟合，并且是对Q的最差拟合，但是它是最适合于f的最低RMS拟合误差

　　图2 放大在54.34 kHz的目标峰值1.04 dB周围的响应匹配

　　继续使用TI和Intersil工具RC结果，其中列出的目标略有不同：

　　甲v = -10V / V(20分贝)

　　f 峰值 = 54.08kHz

　　f -3dB = 100kHz

　　Q = 0.957(峰值1.0dB)

　　f o = 80.26kHz

　　f 截止或f 通带 = 76.49kHz

　　这些工具似乎只为“理想”的运算放大器提供RC解决方案。为了测试使用相对较慢(17MHz，LMP7711)器件的影响，使用仅来自第1部分的Webench和Intersil RC值，也可以用150MHz GBW OPA300(5)模型模拟结果。

　　LMP7711)设备，结果也将显示模拟与150MHz的GBW OPA300 (5)模型只使用Webench和Intersil的RC值

　　表2 TI和Intersil解决方案的总体设计和拟合误差。

　　此外，理想运算放大器方程的标准R值的初始误差似乎在0.38%至0.59%的范围内。从FILTERPRO下载响应数据同时为1 日和2 组的列显示了类似的初始误差假设理想运算放大器。用17Mhz GBW(LMP7711)模型进行的模拟给出了从3.21%到5.1%的相对较大的误差。使用更为“理想”的设备(如150MHz GBW OPA300)重新运行时，误差会降低到1%RMS以下。图3显示了表2的设计在峰值增益值附近的响应形状。

　　LMP7711)模型给出了比较大的错误，从3.21%到5.1%。重新运行一个更“理想”的设备，如150MHz GBWOPA300 显示误差降低到1%RMS以下。

　　图3在54.08kHz的目标峰值1.0dB附近放大响应匹配

　　这里最适合的是Intersil的RC值(假设它是一个理想的运算放大器)和更快的OPA300。看来在ADI工具推荐的GBW的低端使用器件会给出相对较大的名义匹配误差。应用GBW调整的RC例程在需要应用较低的GBW(和功率)设备的地方似乎是谨慎的。显然，使用像OPA300这样快得多的器件可以提高拟合精度 - 但是在这些例子中，以12mA和OPA300与LMP7711的成本为1.15mA为代价。

　　OPA300。看来在ADI工具推荐的GBW的低端使用器件会给出相对较大的名义匹配误差。应用GBW调整的RC例程在需要应用较低的GBW(和功率)设备的地方似乎是谨慎的。显然使用更快的设备，如OPA300 提高了拟合精度 - 但是以12mA的成本和1.15mA的成本 OPA300VS LMP7711 在这些例子中。

　　输出不同解决方案的点噪声和SNR

　　假设LMP7711，LTC6240和ISL28110运算放大器固有的大约6nV至7nV的输入电压噪声，该滤波器的RC解决方案被缩放。为了简化，这些噪声比较将在TINA中使用LMP7711模型完成。在平带上检查该模型的输入噪声为4.9nV /√Hz，而不是在1 / f转角以上的更高频率下指定5.9nV的数据手册。为了将这些仿真的视在输入电压噪声提高到RC解决方案所假设的≈6.0nV，只需在运行MFB噪声比较仿真之前，在运算放大器模型噪声的同相输入端添加一个602ohm电阻到地。由于这是一个CMOS输入放大器，输入电流噪声的影响可能会被安全忽略。图4

　　LMP7711， LTC6240，和ISL28110运算放大器。为了简化，这些噪声比较都将在TINA中使用LMP7711模型。在平带上检查该模型的输入噪声为4.9nV /√Hz，而不是在1 / f转角以上的更高频率下指定5.9nV的数据手册。为了将这些仿真的视在输入电压噪声提高到RC解决方案所假设的≈6.0nV，在进行MFB噪声比较仿真之前，在运算放大器模型噪声的同相输入端添加一个602ohm电阻到RMS 。由于这是一个CMOS输入放大器，输入电流噪声的影响可能会被安全忽略。使用由ADI工具生成的GBW调整RC值显示电路和输出点噪声。仿真中的一个新元素是在非反相输入端接地的602Ω电阻，与运算放大器模型规定的5.9nV /√Hz数据手册相结合，与从简单增益提取的固有4.9nV /√Hz相结合100V / V测试模拟。

　　图4使用LMP7711模型的ADI调整RC解决方案的输出斑点噪声示例

　　LMP7711 模型

　　图4的斑点噪声曲线显示了1kHz起点处的1 / f拐角的位，然后在中频带区域变得平坦，而在谐振频率附近达到峰值。大多数有源滤波器设计都会显示由于拓扑(6)固有的噪声增益(NG)峰化而导致的噪声尖峰。平台和峰值点噪声将从这种类型的仿真中提取出来，用于4个示例设计。

　　查看集成噪声的一种方法是将SNR形成为特定的预期最大V pp输出。该示例设计也将针对SNR进行仿真，并使用4Vpp最大输出假设(在TINA的噪声面板中输入4V pp RMS值1.414V 均方根值)整合至1Mhz 。表3总结了使用列出的4种设计的噪声模拟结果。

　　表3噪声模拟结果

　　图5显示了使用LMP7711 TINA模型的表3中 4个示例RC值的模拟点噪声频率。

　　LMP7711 TINA模型显示在

　　图5比较输出点噪声模拟。

　　图5噪声图的一些观察结果：

　　Intersil值给出了最高的平带斑点噪声(最高电阻值)，但峰值最低。

　　其他3种设计具有几乎相同的平坦带噪声，其中ADI设计峰值最小。

　　FilterPro设计中的最高峰值是输入电阻大于回路内的电阻。

　　平坦输入参考点噪声不会比LMP7711型号+ 602ohm噪声的5.9nV / Hz大得多。这表明电阻已经被缩小到一个范围内，只对整体结果稍有影响。R2 / R3比率(以及由此产生的噪声增益为零的位置)的差异对集成噪声和由此产生的SNR有更多的影响。

　　ADI和Intersil RC解决方案在FilterPro设计上的信噪比都超过了1dB。这完全归功于FilterPro设计中的噪声增益零点比其他三个扩大。这些差异是由于具体的RC解决方案 - 都针对相同的滤波器响应形状。

　　噪声增益(NG)峰化和环路增益(LG)分析

　　MFB拓扑固有的噪声增益频率响应在频率(6)上达到峰值。该峰值将归因于期望的频率响应极点和噪声增益零点，这些零点可以被操纵以产生更多或更少的带内峰值，同时仍然提供期望的闭环响应形状。图1电路的MFB噪声增益由等式 1(其中分子(求解传递函数为零))尽可能地根据目标响应形状写成(6)。

　　除内循环中的1 /(R 2 C 2)积分器元素外，分子完全受到期望的滤波器极点的限制。这表明元素比率可以用来在一定范围内移动零点。MFB的噪声增益的零点始终是真实的，但可以在熟悉的ω描述ž和Q ž类似EQ分母格式。1. Q z总是<0.5，表示2个实零。解决方程的分子部分 1为ω Ž和Q ž为零给出书面与ω期望的有源滤波器极点方面等式2和3 0和Q p。

　　零点落在期望的滤波器f 0的上方和下方，其中Q z向0.5 增加将使频率下降的零点向上。这具有降低噪声增益的峰值噪声增益，增加选择用于实现的任何给定运算放大器的通带中的LG。

　　表3中的每个解都可以使用方程 1为NG形状用Q Ž使用当量萃取。3和较低的噪声增益零解决。然后可以使用等式3为表3中的不同RC解决方案产生不同的NG图的频率。1，如图6所示。这暴露了所有针对相同闭环响应的解决方案在峰值NG上的广泛差异。

　　图6表3中不同RC解决方案的噪声增益响应形状。

　　将NG曲线与LMP7711的Aol曲线相结合，并与LG产生差异，可以提取最小环路增益。噪声增益的计算扫描示例，以及LMP7711的17Mhz Aol曲线和表3中Intersil RC解决方案的结果LG 如图7所示。

　　LMP7711，并且产生与LG相同的差值，则可以提取最小环路增益。一个例子计算扫描的噪声增益，以及一个17Mhz的Aol曲线LMP7711，以及由此产生的Intersil RC解决方案

　　图7表3和LMP7711 Aol的Intersil RC值的噪声增益和得到的环路增益。

　　LMP7711 AOL。

　　所有2 次阶低通MFB LG图显示到的相似的特性。图6。说明的要点包括 -

　　LMP7711的Aol曲线使用17MHz的GBW产品。这可以通过去40dB的增益线，通过170kHz，乘以100倍来看到。

　　NG曲线显示了在f0附近的峰值特性，在这种情况下，对于表3中使用Intersil RC值的示例设计，峰值降低(如图6所示)。

　　在NG达到所需滤波器形状的f-3dB以上时，LG的噪声增益达到最小值，并从那里通过约10Xf-3dB的频率保持相对平坦。

　　由于设计中的反馈电容，NG在较高频率处接近0dB(1V / V)。这表明需要一个稳定运算放大器的单位增益，其中(6)显示了一个解决这个约束的方法，使用一个额外的电容器在反相输入端接地。如果必要的话，基于FDA的MFB滤波器设计将在输入端使用差分电容器，以在LG = 0dB交叉处形成更高的噪声增益，以改善环路相位裕度。

　　在f 0附近的这个最小LG 与滤波器响应形状以几种方式相互作用 -

　　这将是由于最低环路增益引起的响应中的峰值增益误差频率。

　　这也将是整个响应范围内的最大闭环输出阻抗。

　　最小环路增益也意味着最小谐波失真抑制。

　　增益带宽调整例程通常包括运放Aol效应，但很少有输出阻抗峰值。特定器件的开环输出阻抗由LG减小，但开环输出阻抗本身可能是非常活跃的，最近才在现代轨到轨输出器件中很好地建模(7)。

　　表4总结了噪声增益Qz，由此产生的较低的噪声增益为零，以及NG峰值，以及来自4种不同工具的四个示例解决方案的最小环路增益。峰值噪声增益被报告为从20 * log(11V / V)= 20.8dB的DC值的增加。11V / V的直流噪声增益假定驱动此反相模式滤波器的零欧姆源。

　　表4总结NG Q z和较低NG NG频率与NG峰值和LG分钟。

　　在可能的情况下，最好在其他约束条件下将噪声增益降低到尽可能接近f 0。在这里，Intersil RC解决方案已经完成了从DC噪声增益(20.8dB，11V / V)降低峰值 - 比Filterpro解决方案低大约2.6dB。请注意，所有四种解决方案中的峰值NG都大大高于响应形状中的1dB峰值。较低的噪声增益零占主导地位的最大NG峰值，对最小环路增益值和信噪比的影响最大，在这种中等峰值低通有源滤波器设计中。所有4种设计的最小环路增益相对较低，这是由所选用于实现的17MHz GBW设备驱动的。有几个很好的理由使用更高的GBW设备(比这里选择的17Mhz)，包括 -

　　响应形状中所需目标的标称偏差较小。

　　在f0区域有更高的最小LG。

　　较低的输出谐波失真

　　较低的闭环输出阻抗 - 这与响应形状精度以及精确驱动负载的能力相互作用。

　　从用于说明的最小GBW设计开始，应用更快的运算放大器将直接缩放最小的LG。例如，使用150Mhz的OPA300与17MHz的LMP7711相比，将会增加20log(150/17)= 18.9dB到表4的最小LG 。对于面向时域的应用，低的最小LG通常更可接受。在需要最低谐波失真的地方，应该考虑采用更快的器件，而且静态电流最小。

　　OPA300 对17MHz LMP7711 将增加20log(150/17)= 18.9dB到LG的最小值

　　表5总结了使用改进的LMP7711模型的4个示例设计中每一个的性能。RC解决方案中的显着差异显然使得名义性能出现显着差异。

　　LMP7711模型。RC解决方案中的显着差异显然使得名义性能出现显着差异。

　　表5归一化为LMP7711运算放大器选择的汇总结果。

　　LMP7711 运放选择。

　　总结意见和建议：

　　在这里进行了名义拟合精度和一些动态范围评估的详细审查。这里的所有4种工具都使用理想的运算放大器在标称匹配精度方面做了很好的工作，使用E96步长电阻值选择<0.6%标称匹配误差。所有的响应形状都远离目标，包括一个真正的运算放大器，并且不应期望完美的名义拟合。使用最小增益带宽放大器进行操作可以节省相当多的功率，但应该结合GBW调整方法来降低名义拟合误差。

　　较新的工具(ADI，Webench和Intersil)可将R值缩放到与运算放大器固有输入噪声项相一致的范围内。然而，区分集成噪声的主要机制是噪声增益为零的位置。Intersil工具的作用是增加Q z，降低噪声增益峰值，而其他3种工具并不清楚这一考虑的优先顺序。

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