5V转±12V无变压器双boost电路

最近有个新项目，需要±10V范围的模拟量输出（非隔离），对于5V以下供电的控制板而言单端输出绝对没问题，可现在需要有正负输出，是少不了正负电源的，因此准备设计一个5V转±12V的电源，然后选择一个双向供电的运放，来实现单端模拟量信号向双向模拟量信号转换。
本文就来分享一下5V转±12V电源的设计。对于有类似双向电源需求的场合，大多使用变压器通过增加多个绕组来实现，而对于体积空间有要求的场合来讲，变压器实在是太大了，另外对于一些成熟的项目，变压器如果是已经设计好的，再额外增加绕组需要重新设计，费时费力。于是，需求清晰明确：

1、输入5V转±12V输出；
2、±12V电流各25mA左右（运放输出做监控，无需大电流）；
3、无变压器。

----直接上图----

----原理分析----

首先，这是一个双boost电路，我们一一来看：
1、下半部分是一个典型的boost升压电路：
其中，LM27313为TI的boost变换芯片，支持2.7v-14v宽压输入，开关电流支持最小800mA，开关频率固定1.6MHz，内部开关管耐压30V，支持5-28V的升压输出，Vfb=1.23V，根据电阻分压选择R1和R2的阻值来实现输出12V；
C3为前馈电容，增加系统稳定性，如手册所说此电容为了增加闭环调节的零点，否则会震荡，看起来不加的话有风险；
D1、D2为肖特基二极管，为何用两个串联使用，我们后面再说；
C6为输出滤波电容，R3为增加的假负载。

2、上半部分其实也是一个boost电路，而不是cuk变换电路，差异就在D4位置，cuk变换图此位置是一个电感。

cuk变化如下

当LM27313内部MOS管关断时，L1中储存的能量为C5充电，如下图橙色路径，由于第一部分的boost电路输出为12V，这两个电路共用一个mos管，同开同断，因此C5电压也为12V；

当MOS管导通时，L1进行储能（如紫色路径），同时C5通过SW、GND、D4向C4放电（如下图红色路径），从而实现C4两端12V的压差，而C4正端为GND，则负端为-12V。

----器件选型----

1、输入输出电容如何选？
根据推荐，输入输出电容选择低ESR的陶瓷电容，X5R或X7RⅡ类陶瓷（最低温度范围-55度，容量随温度变化最大±15%），以减小输入输出电压的纹波，输出电容推荐4.7uF-10uF，由于输出为12V，留有2倍裕量，耐压值选择25V，因此选择10uF/25V输出电容；输入电容推荐2.2uF以上即可，因此选用10uF/6.3V。
2、前馈电容如何选？

其中，fz为8kHz，计算得到Cf=1/(2 * 3.14 * 118k * 8k)=168.6pf，因此按手册推荐选择220pf。
3、二极管如何选？为何串联？
选择肖特基二极管，反向恢复时间短以保证开关能够足够快，由于输出12V，当二极管不导通时，两端耐压为最大值（导通时两端仅为管子压降），因此四个二极管必须要选择耐压12V以上，留有2倍裕量，因此选用耐压值30V，选择了MBR0530，电流500mA，对于输出电流25mA的应用完全够了；
至于为何在第一个Boost电路中要用到两个串联，是由于当mos关断时：L1分别为C5和C6充电，则V(c5)+V(D)=V(c6)+2V(D)，因此V(c5)=V(c6)+V(D)，

当mos导通时，C5为C4充电，则V(c4)=V(c5)-V(D)=V(c6)=12V，如果上图中只有一个二极管，那么V(c4)=V(c6)-V(D)=12-二极管压降。

4、电感如何选？
这是开关电源选择被动器件的关键和难点，虽然越大的电感意味着越小的纹波电流和纹波电压，但也意味着调节速度会变慢，同时也意味着越大的体积，总不能电感比BOOST芯片还大很多吧。根据LM27313手册推荐选择10uH电感，根据手册中保护电流800mA计算电感至少为3.1uH，姑且选用10uH电感，等仿真看…

----仿真结果----

1、使用LTspice进行仿真，由于没有LM27313模型，选用了LT1618进行仿真，原理类似。

2、±12V电压均正常，如下

3、由于LT1618的开关电流限制在2.1A，从仿真中确实可以看到电感电流有2ms的调节时间电流达到了2.1A，但稳定后电流很小，据此可以推断出使用LM27313时电感电流最大会到达800mA-1.2A，稳定后电流很小，因此选用的电感额定电流1A即可。

----万事开头难----

这是第一篇正式输出的技术博文，在此立下Flag，计划输出三十篇左右，可能会是项目中的设计电路分析、软硬件设计的过程记录，但都希望输出的东西是有价值，经过反复思考的。